Schema för en helvågs HF-mottagare › Schema för elektroniska enheter. Katalog över kretsar och design för radioamatörer, en butik med digital utrustning och tillbehör, samt mycket annan användbar information Carlson v 2.0-mottagarkrets var man kan hitta

HF-mottagare KARLSON

Mottagarkretsen är en superheterodyn med dubbelfrekvensomvandling och en första lokaloscillator av kvarts. Användningen av inhemska mikrokretsar i 174-serien är i princip motiverad på grund av tillgängligheten av deras förvärv. Täckta frekvensområden: 80 , 40 , 20 , 15 Och 10 meter. Typ av arbete: högtalarmottagning SSB Och CW radiostationer. Känslighet: 0,3 µV. Näring: 8-9V DC, när den förbrukas i tyst läge 26mA, vilket gör det möjligt att driva mottagaren från ett batteri av typen (6F22) "Krona".

Funktionerna i schemat är:

inställbar ingångsväljare,
dämpare för ingångssignal,
enkel räckviddsväxling,
använder en uppsättning kvartsresonatorer från UW3DI,
höghastighets IF AGC-system i två nivåer,
icke avstämbart bandpassfilter 1:a IF,
användning av EMF som ett huvudvalfilter,
referensoscillator med frekvenskorrigeringselement,
LED S-meter,
IF-förstärkningsjustering,
justering av basförstärkning,
stabil drift av kaskader,
hög repeterbarhet av designen.

Ingångskretsen, avstämbar över intervall, fungerar som den första högresonansväljaren. Detta gjorde det möjligt, med en lämplig förstärkningsmarginal, att överge det avståndsinställbara trekretsfiltret i 1:a IF:n och därigenom eliminera den besvärliga,n. Mottagarens selektiva ingångskrets tillåter drift med en koaxial antennmatare.

För att minska brusnivån drivs mikrokretsen K174PS1 med en spänning på högst 8 V. Dess belastning av C7 L3-kretsen är asymmetrisk, eftersom den befintliga symmetrin hos ingångskretsen och kvartslokaloscillatorn är tillräcklig. Stämningsfrekvenser för 1:a IF: 6,0….6,5 MHz.

Dämparen arbetar enligt principen att styra det magnetiska flödet i kärnan. Om du istället för R1 installerar ett variabelt motstånd med ett motstånd på 1 kOhm, kommer en sådan jämn dämpare att ge maximal dämpning vid kortslutning inte mindre än 40 dB.

Den andra frekvensomformaren med separat GPA och förstärkare på 500 kHz, monterad på K174XA2-chippet. Med en matningsspänning på 8V säkerställs en lägsta brusnivå för förstärkaren och en hög lutning på AGC-styrkarakteristiken. 500 kHz IF-frekvensen tillåter full implementering av chipets förstärkning, vilket är rikligt i dubbelkonverteringskretsen.

AGC-systemet för IF har två nivåer. En AGC-detektordiod VD6 (germanium) är ganska tillräckligt för att ge höghastighetsförstärkningskontroll av stegen. Detta blev ett möjligt undantag från de klassiska varianterna av kretsarna för alla detektorbelastningsmotstånd, förutom mikrokretsens ingång (vid stift 9). Detta gjorde det i sin tur möjligt att reducera kapacitansen hos kondensatorn C31, som bestämmer förstärkningsåterställningstiden, och ytterligare förbättra de dynamiska egenskaperna hos AGC:n när det gäller svarshastighet. En kedja av seriekopplade dioder VD7, VD8 bildar AGC-frigöringstidskonstanten genom att medelvärdesbestämma spänningen på kondensatorn C31 för att återhämtningstiden alltid ska vara lika 0,7 s, vilket eliminerar effekten av signal "bortfall" från driften av kraftfulla lokala sändare. Motstånd R11 skapar en förspänning på detektorn VD6, vilket ger en fördröjning i svaret från AGC på ingångssignalnivån S = 3. När insignalnivån når S=9 och högre, börjar det andra nivåförstärkningskontrollsteget att fungera. Genom en kedja av seriekopplade dioder VD2, VD3 (kisel och germanium) tillhandahålls den totala spänningströskeln för startförstärkningskontroll av RF-steget i frekvensomformaren i K174XA2-mikrokretsen. Samtidigt bekväm mottagning på ljudnivå DX och lokala operatörer- är samma. Påtvingad, parallell, oberoende tillförsel av styrspänning från RF-förstärkningsregulatorn, genom frånkopplingsdioden VD5, ändrar IF-förstärkningen till driftsnivån och som ett resultat minskar bruset utan att blockera S-metersindikeringen.

GPA är gjord enligt den klassiska designen. Frekvensöverlappning 5,5….6,0 MHz utförs av en variabel kondensator med ett luftdielektrikum. För att säkerställa temperaturstabilitet är det nödvändigt att använda kondensatorer av typen C13, C16, C17 CSR. Utan speciella åtgärder, med hjälp av en konturspole på en polystyrenram och lindning med PEV-tråd, erhölls stabilitet, karakteriserad som en förändring av genereringsfrekvensen på 1 timme till 120 Hz.

Ett ljudlågpassfilter bestående av C36, C37, C38 och Dr1 vid ULF-ingången skapar en cutoff ljudfrekvenser högre 3 kHz.

Lågfrekvensförstärkaren på mikrokretsen K174UN4 ger högkvalitativ förstärkning för användning av hörlurar eller en liten högtalare med en effekt på upp till 1 W. Inslag av privat korrigering bildar talfrekvensspektrumet.

Detaljer och design.

HF-transformatorer T1, T2 är lindade i tre och följaktligen två ledningar av PEV 0.1-kvalitet på ferritringar av vilket märke som helst med en diameter på 4-10 mm. Antalet varv är 10. Serielindningarna ansluts från början till slut.

Spolar L7, L10 används färdiga från fickmottagaren IF-465. De är lindade på sektionsramar, placerade i ferritkoppar och inneslutna i metallskärmar. Antalet varv på slingspolarna har redan genomförts vid en frekvens på 465 kHz. Allt som återstår är att linda upp kommunikationsspolarna L8, L11 med PEL- eller PELSHO-tråd, 15 varv vardera, och bygga om kretsen med kärnan till en frekvens på 500 kHz.

Bandpassfilterspolar L3, L4, L5 har vardera 18 varv och L6 - 4 varv, lindade med PELSHO 0,1-tråd och placerade i små karbonylkoppar av SB-typ.

Ingångsväljarspolarna är lindade på ramar med en diameter på 6-8 mm, med Litz-tråd med lindningar: L1 - 8 varv, L2 - 10 varv, L3 - 30 varv (i bulk) med en tapp från det 10:e varvet vid botten. L13 GPA-spolen har 30 varv lindad på en ram med en diameter på 6-8 mm, vrid till varv med 0,35 PEV-tråd och placerad i en skärm.

Liten variabel kondensator C1 från en fickmottagare med en solid dielektrikum. Kondensator C12 är en liten typ med rotationslager och en mekanisk vernier av valfri utformning, helst med en retardation på högst 10 kHz per varv på avstämningsratten.

En av lindningarna på lågpasstransformatorn från fickmottagaren används som en drossel Dr1 för lågpassfiltret. K174UN4-chippet är utrustat med en liten kylare.

KD522-dioder kan ersättas med valfri kiselpulsdioder och D9 med valfri HF-germaniumdioder. Istället för VD13 kan vilken likriktardiod som helst användas.

Områdesomkopplaren är en liten kextyp. Längden på anslutningstrådarna till kvartsresonatorerna ska vara så korta som möjligt.

Under installationen bör dämpningsbrytaren vara placerad nära T1.

inställningar.

Kretsavstämningsfrekvenser:

L3, C7 - 6,25 MHz L4, C8 - 6,0 MHz L5, C9 - 6,5 MHz L7, C28 - 500 kHz L10, C35 - 5 00kHz

Proceduren för att ställa in radiomottagaren är som följer:

anslut en frekvensmätare eller styrmottagare till C22 och justera kärnan L13 för att ställa in GPA-överlappningsfrekvensen i området 5,5...6,0 MHz. Om det behövs, för att "sträcka ut" kapacitansen, installera en grå konstantkondensator av KT-typ i serie med den variabla kondensatorn för mottagarinställningarna.
anslut RF-voltmetern till L11 och rotera kärnan i L10 C35-kretsen för att uppnå maximal avläsning;
anslut GSS till L6 och leverera en omodulerad RF-signal med en frekvens på 500 kHz,
variera förstärkningskontrollen RF, justera kärnkretsen L7 C28 till maximalt sken av S-meterns LED och ljudet av slag i högtalaren;
Anslut GSS till mottagarens antennuttag, applicera en omodulerad RF-signal med inställningsfrekvenserna för bandpassfiltret för den första IF enligt de tre avstämningsfrekvenserna för dess kretsar. Justera dem efter maximal belysning av S-metern och volymen på beattonen;
utan att koppla bort GSS från antennen, För det första, slå på mottagningsområdet på 80 meter och skicka en testsignal med en frekvens i mitten av detta område. Vrid på kondensatorhandtaget SEL hitta resonans högsta nivån reception. På ratten för ingångsväljarinställningarna, gör en markering på plexiglassiktet i form av en mottagningszon för frekvenser inom detta område. Om nödvändigt, genom att justera kärnan av konturbandspolen, kan resonanszonen flyttas till en lämplig plats för avläsning från ratten;
de återstående sektionerna av banden 40m, 20m, 15m, 10a och 10b är markerade på urtavlan med kärnorna i motsvarande spolar justerade i samma sekvens.

Det är mycket bekvämt att ha tre trådar av en halvcirkel med justeringszoner: på den första, närmare kondensatorns axel, finns det märken på 80 och 40 meter, på de andra (medel) märkena i intervallen 20 och 15 meter, och på den tredje, med en stor radie, frekvenszonen för justering av väljaren i intervallet 10 meter.

Överförstärkningen av 500 kHz IF-vägen kan kompenseras för av shuntmotstånd R9 eller helt elimineras från kretsen.

Vid byte av lågpassfilterelement C36 Dr1 C37 C38 med en aktiv lågpassfilterenhet monterad på operationsförstärkare och gjorda i form av ett litet kort placerat vertikalt på huvudkortet, förbättras mottagarens elektriska och funktionella egenskaper avsevärt, liksom förbättringen av verklig selektivitet och minskningen av tröttsamt "vitt brus". (se min artikel: " Aktivt filter låga frekvenser för en ansluten radiomottagare" ).

Tester mottagaren utfördes enligt följande.

1. Följande installerades på bordet inomhus: en TS-870 transceiver, DE1103 och KARLSON. En antenntråd 1 meter lång kopplades i tur och ordning till var och en av dessa enheter när den tog emot samma amatörradiostation.

Den jämförande signalmottagningsnivån är som följer:

- TS-870 - 8 poäng - KARLSON- 7 poäng - DEGEN 1103 - på nivån för internt brus.

2. På bordet till samma utomhusantenn ansluten: TS-870 och KARLSON. Signalnivå för den mottagna kontrollstationen och AGC-komfort KARLSONär inte sämre än fabriksenheten, och med en klar fördel i mjukt, analogt ljud.

3. Vi observerade arbete på en grannes luft på IC-718 transceivern och PA på GU-74 som ligger 500 meter från mottagningsplatsen. Samtidigt är AGC:n "kvävd" på KARLSON märks inte, och närvaron av en stark lokal station känns inte längre än en avstämning på mer än 6 kHz.

4. Med antennen avstängd, maximal LF- och IF-förstärkning, nivån av internt brus i mottagaren KARLSON när man arbetar på en 0,5 W 8 Ohm högtalare drar den inte till sig uppmärksamhet.

Jag skulle vara tacksam om din feedback skickas till: [e-postskyddad]

2008-10-16 Tillägg till artikeln "KARLSON HF-mottagare"

Nedan finns ritningarna tryckt kretskort:

allmän form;
typ av delar;
vy av ledare från delarnas sida;
vy av ledare från foliesidan.

Möjlighet att ersätta det första IF-bandpassfiltret med ett TV IF-ljudfilter

Layoutprogramfilen för modernisering läggs ut på http://cqham.ru/trx85_09.htm
Fil med ritningar av kretskort KARLSON _pcb.zip

Möjligt utbyte av mikrokretsar med analoger:

K174PS1 på SO42P;
K174ХА2 på TCA440, A244D;
K561LA7 till K176LA7, CD4011;
K174UN4 - det finns inga analoger, men vilken 9-volts integrerad lågfrekvensförstärkare som helst, till exempel LM386N med lämplig omkopplingskrets, duger.

Boris Popov (UN7CI)
Petropavlovsk, Kazakstan. Vid ompositionering i 40-meters frekvensområdet inkluderar mottagarens mottagna frekvensband 40-meters sändningsbandet.
För att implementera detta läge är det nödvändigt att göra ändringar i kretsen, markerad i rött.
Diod HF-omkopplare KD409 när den appliceras på den framåtspänning i SSB shuntar den kopplingskondensatorerna till den gemensamma ledningen.
När spänningen tas bort från diodomkopplaren i AM, förbigås EMF-lindningarna av seriekopplade kondensatorer, vilket säkerställer en expansion av EMF-bandbredden till cirka 5 kHz.
För att eliminera påverkan av den kombinerade AM-detektorn på AGC-nivåerna är AM-detektorn separerad i en separat gren.
Nivån på LF-signalen vid mottagning av AM är mycket lägre och kompenseras av den preliminära ULF på KT3102.

S-meters kopplingsdiagram

När du tar emot CW-signaler på KARLSON blinkar LED S-indikatorn gulligt i takt.

Som ett alternativ uppmärksammar jag en beprövad krets för anslutning av en urtavla S-meter baserad på en mikroamperemeter från en bandspelare.

Zenerdiod och resistorer ger kompensation för nollavläsningar i frånvaro av en användbar signal och korrigering av avvikelser vid S = 9.

HF-mottagare "KARLSON 3"

Mottagaren är en superheterodyn med dubbelfrekvensomvandling.

Funktioner i schemat:

Antal intervall – 11;

Åskväder (atmosfärisk statisk) indikator;

Bredbandsingångsfilter;

Ringdiod högnivåblandare;

Frequency Grid Synthesizer (PLL);

Tre-ingångs digital skala som indikerar frekvensen för insignalen med en DAC;

Band elektroniskt (diod) omkopplingssystem;

RF bredbandsjusterbara förstärkare baserade på två gate-fälteffekttransistorer;

Trebands IF-filter I;

Högfrekvent IF II ger sidokanalselektivitet;

Kvartsfilter (FOS) baserat på PAL-resonatorer;

Integrerad väg för GPA, OG-förstärkning och detektion av IF II;

Höghastighets AGC på IF;

Pekare S-meter;

Kombinerad basförstärkning.

Blockschemat för mottagaren presenteras på blad #1.

Kretsdesign för enhetsblad #2 och #3.

Mottagarens blockschema

Signalen från antennen Fig. 1, passerar åskväderindikatorn på neonlampan och en vakuumblixtavledare med en genomslagsspänning på 120 V (från telefonen) och genom en omkopplingsbar dämpare (AT) -18 dB (2 punkter på S-skalan) går in i en grupp av omkopplingsbara bandpassfilter (DFT). Beroende på amatörbandets bredd och frekvens tillämpas inställningar Olika typer DFT. På 10-metersområdet, i alla tre frekvens 500 kilohertz sektorer, används ett gemensamt filter av typ A.

KD409-dioder, som har bevisat sig i kanalväljare för tv-mottagare, fungerar som diodomkopplare. Jämfört med elektroniska nycklar baserade på konventionella kiseldioder, krävs ingen omvänd spärrspänning här. Naturligtvis är det välkommet att ersätta KD409 med p -i -n dioder.

Därefter matas den subbandsfiltrerade signalen till en högfrekvensförstärkare (UHF) monterad på en tvågrinds fälteffekttransistor KP327. Dess huvudsakliga syfte är en lågbrusförstärkare med kontrollerad förstärkning från systemet automatisk justering förstärkning (AGC). Dioden installerad i källan skapar en fast förspänning på den 1:a grinden, vilket ger en stabil reglerspänning. karakteristisk när man styr förstärkningen av den andra grinden. Ingångsimpedansen för ett sådant steg justeras för att matcha DFT.

Mixerring (SM). Genom att ansluta två dioder i serie i varje arm kan du jämföra V.A. axelegenskaper och överge balanseringsmotståndet, vilket introducerar förluster under konvertering. En sådan krans av dioder kräver ökad amplitud (effekt) från generatorn inom 3-4V eff.

För att täcka alla områden med interpolationsmetoden krävs inte användning av kvartsresonatorer med knappa intervall här. Detta uppnås med hjälp av en faslåst slinga (PLL)-baserad frekvensnätsyntes.

En kvartsoscillator (QO) monterad på logiken K561LA7 och dess fasväxelriktare skapar ett rutnät av frekvenser (övertoner) vid ingången till pulsfasdetektorn (PD) med ett intervall på 500 kHz för den använda kvartsresonatorn.

Samtidigt tas en högfrekvent (RF) signal från en spänningsstyrd oscillator (VCO) emot vid PD-ingången. Som ett resultat av att jämföra perioden för VCO-signalerna och kristalloscillatorns (CH) övertoner, finns en likspänning med olika polariteter vid utgången av PD, beroende på tecknet på VCO-frekvensdriften. Denna spänning tillförs varicap-frekvensstyrmatrisen, addera eller subtrahera från DC-referensspänningen vid motståndsdelaren.

Genom att ansluta avståndskondensatorer parallellt med VCO-induktorn med en diodomkopplare, tillhandahålls ingången till 500-kilohertz-zonen för varje område för en fast frekvens med auto-tuning enligt tabell 1.

Det är intressant att notera att förutom de 11 amatörbanden, kan användningen av en frekvensnätsynt med andra fasta frekvenser skapa andra mottagningssektorer. Så till exempel 27 MHz, sändning 31 meter osv.

Det viktiga här är att i frekvensområdet från 8 till 23 MHz fungerar endast en VCO-induktor. För andra högre eller lägre frekvenser måste andra induktorer anslutas.

För att säkerställa stabil amplitud över intervallen används ett automatiskt nivåkontrollsystem (ALC) vid synthesizerutgången. Principen för dess funktion är baserad på bildandet av en styrspänning på den andra grinden på KP327, med en fast spänning med två 1V-dioder på adderaren och en negativ polaritet för dess värde proportionell mot RF-nivån vid utgången från synthesizer.

Från en separat utgång, genom källavkopplingsföljaren på KP303, tillförs RF-signalen även till den första ingången på den digitala vågräknaren (DSH). Frekvenssyntesen måste vara skärmad och dess kraft måste införas genom passkondensatorer.

Från ringblandarens (RM) utgång matas den konverterade signalens spektrum till en justerbar lågbrusförstärkare med den första (variabla) mellanfrekvensen (IF I), som kompenserar för signalförluster i den passiva mixern RM . Installation av en diplexerkrets efter diodblandaren är inte nödvändig på grund av lågt värde

IF I och dess breda täckningsband.

Belastningen av IFC I är en bredbandstransformator (WBT) och ett trebands icke-avstämbart bandpassfilter med en bandbredd på 500 kHz. Amplitud-frekvenssvaret (AFC) för driften av ett sådant filter visas i fig. 2. Resonansöverlappningen av passbanden för två (!) intilliggande amplitudkarakteristika summeras och kompenserar för amplituddippar från serieresonanskretsarnas frekvensskillnad. Deltagandet av den tredje resonansen, i förhållande till den första, är alltid i motfas. Således är den andra (mitten) kretsen med en resonansfrekvens på 6,25 MHz den huvudsakliga symmetriska överföringslänken i mitten av passbandet.

Det finns fel i PLL-fasdetektorkretsen. Istället för en kapacitans på 33 pF bör det vara 0,033 µF och dioderna VD4 och VD7 ska vara påslagna i omvänd polaritet. Rätt diagram visas nedan.

Därefter matas spektrumet av IF I-signalen med ett band på 6,0-6,5 MHz till den integrerade kretsen MC3362, som omvandlar denna frekvens till IF II lika med 8867 kHz Fig. 3. Detta frekvensvärde dikteras av användningen av allmänt tillgängliga PAL-kvartsresonatorer i utformningen av huvudvalfiltret (FSF). I det här fallet måste avstämningsfrekvensen för den jämna intervallgeneratorn (VFO) motsvara

2367-2867 kHz, som den aritmetiska skillnaden mellan IF II och IF I. Detta genereringsvärde är tillräckligt stabilt för GPA:s temperatur och mekaniska stabilitet.

I avsaknad av PAL-resonatorer är det möjligt att använda ytterligare 7 st. kvarts med en frekvens i frekvensområdet för deras resonans 8,5...9,5 MHz, med en motsvarande förändring i inställningsområdet för GPA.

GPA-frekvensjusteringen är elektronisk med hjälp av ett flervarvsmotstånd.

Resonansen hos kvartsresonatorn för referenslokaloscillatorn (LO) kan korrigeras av LC-element på den nedre lutningen av frekvenssvaret för kvartsfiltret (CF) för att bilda det övre mottagande sidobandet (USB). Ändring av det erforderliga mottagningsbandet över banden sker automatiskt (synkront) med de valda frekvensvärdena för synthesizernätet.

För att öka känsligheten hos IF II-vägen, såväl som för närvaron av en tredje justerbar förstärkare, introducerades ett lågbrusbredbands-IF II-steg på två gate-fälteffekttransistorer KP327, vilket med tre justerbara steg gör det möjligt att få ett förstärkningskontrolldjup på över 80 dB. Från belastnings-PDT för IF II matas amplituden för IF II-signalen till AGC-detektorn. Ett seriekopplat motstånd ger en tidsfördröjning som svar på impulsbrus. Urladdningstidskonstanten för RC-kretsen är 1s.

På grund av den höga ingångsimpedansen fälteffekttransistor första steg + operationsförstärkare, som en mycket känslig millivoltmeter med en likströmsförstärkare (DCA), blev det möjligt att använda en opolär kondensator med en kapacitet på 1 μF, vilket säkerställer hög hastighet aktivering av AGC-ringen.

Att balansera enligt DC S-mätaren ingår i bryggdiagonalen. Detta tillät, oavsett den reglerande viloströmmen bipolär transistor, i avsaknad av en användbar signal, ställ in indikatorpilen på noll.

Från kontrollutgångarna på MC3362-mikrokretsen levereras värdena för GPA- och avgasfrekvenserna till den andra och tredje räkneingångarna på den digitala vågen (DS), respektive.

När GPA-genereringsfrekvensen försvinner, uppträder en reglerspänning för den digitala automatiska frekvenskontrollen (DAFC) vid utgången av den digitala frekvensstyrkretsen, som matas till den inbyggda automatiska frekvensstyrningsvaricapen (AFC) i mikrokretsen, därigenom kompensera för avvikelsen av dess frekvens. När det elektroniska inställningsmotståndet vrids, svarar den digitala DAC-frekvensomvandlaren inte på snabba förändringar i den uppmätta frekvensen.

Jag skulle vilja notera designen av installationen på frontpanelen på TsSh-mottagaren med LED matriser ljus smaragd glöd. Att läsa mottagningsfrekvensvärdet från en sådan display är inte särskilt trevligt för ögonen. Att installera färgat skyddsglas tillåter dig inte att bli av med den synliga visningen av husen i matrisgruppen. Om indikatorerna täcks tätt med ett matt filter av vitt papper under genomskinligt plexiglas, eller om själva plexiglaset behandlas från insidan med finkornigt sandpapper, får utseendet på lysande (genomskinliga) displaynummer en civiliserad, fascinerande effekt! När vågen är avstängd kommer bara en vit rektangel att synas på mottagarpanelen, men om den är vitmålad blir själva frontpanelen snygg.

Vi kommer att använda en HF-omvandlare, vilket resulterar i en kortvågig dmed en variabel första IF och en kvartsad första lokaloscillator. Denna lösning, med en relativt låg IF, ger inte bara god selektivitet för både den intilliggande kanalen och spegelkanalen över hela HF-området, utan även hög stabilitet i avstämningsfrekvensen. På grund av detta var en liknande struktur för att konstruera HF-mottagare (och transceivrar, till exempel den legendariska UW3DI) mycket populär i pre-synthesizer-eran. Eftersom expansionen av antalet HF-band för en sådan mottagare endast begränsas av tillgången på kvarts för den första lokala oscillatorn vid de erforderliga frekvenserna, vilket, som i gamla dagar, och tyvärr nu, i den nuvarande svåra ekonomiska förhållanden, representerar ett visst problem, utvecklades en omvandlare som täcker de huvudsakliga HF-områdena med endast en (högst två) kvartsresonatorer. Jag har redan implementerat en liknande lösning i tvårörs superheterodyn och visade bra resultat.

Det schematiska diagrammet för den första versionen av HF-omvandlaren visas i fig. 2. och är redan bekant för många, eftersom i själva verket är det en anpassning för halvledare, som vi redan känner till från ovanstående publikation av en röromvandlare.

Detta är en fyrbandsomvandlare som ger mottagning på 80,40,20 och 10m banden. Dessutom utför den på 80m funktionerna hos en resonans UHF, och på resten - en omvandlare med en kvarts lokal oscillator. En lokaloscillator, stabiliserad av bara en icke-defekt 10,7 MHz kvarts (en resonansfrekvens i intervallet 10,6-10,7 MHz är acceptabel utan betydande skillnader i drift), arbetar på 40m och 20m på den grundläggande övertonen av kvarts, och på 10:e intervallet på sin tredje överton (32,1MHz). Skalan kan vara en enkel mekanisk skala med en bredd på 500 kHz på intervallen 80 och 20 m - direkt och 40 och 10 - omvänd (liknande den som används i UW3DI). För att säkerställa de frekvensområden som anges i diagrammet valdes inställningsområdet för den grundläggande enkelbandsmottagaren som beskrivs i den första delen av artikeln till 3,3-3,8 MHz.

Signalen från antennkontakten XW1 matas till en justerbar dämpare gjord på en dubbelpotentiometer 0R1 och går sedan genom kopplingsspolen L1 till ett dubbelkretsbandpassfilter (BPF) L2C3C8, L3C19 med kapacitiv koppling genom kondensator C12. Med tanke på det faktum att en antenn av valfri slumpmässig längd kan användas med mottagaren, och även när den justeras av en dämpare, kan signalkällans resistans vid PDF-ingången variera över ett brett intervall, för att få en ganska stabilt frekvenssvar under sådana förhållanden, är ett matchande motstånd R1 installerat vid PDF-ingången. Områdena växlas med SA1-omkopplaren. I kontaktläget som visas i diagrammet är 28 MHz-bandet påslaget. Vid omkoppling till 14 MHz är ytterligare slingkondensatorer C2, C7 och C16, C18 anslutna till kretsarna, vilket skiftar kretsarnas resonansfrekvenser till mitten av driftsområdet och en extra kopplingskondensator C11. Vid omkoppling till 7 MHz-området ansluts ytterligare slingkondensatorer C1, C6 och C15, C17, vilket förskjuter kretsarnas resonansfrekvenser till mitten av driftsområdet och en extra kopplingskondensator C10. Vid byte till 3,5 MHz-området är kondensatorerna C5, C14 och C9 anslutna till PDF-kretsarna. För att utöka bandet på 80 m-bandet introducerades motstånd R4. Denna fyrbands PDF är designad för användning av en stor antenn i full storlek och är gjord enligt en förenklad design med endast två spolar, vilket visade sig vara möjligt tack vare flera funktioner - de övre områdena, där större känslighet och selektivitet krävs, är smala (mindre än 3%), de lägre 80 m, där mycket störningsnivån är hög och en känslighet på ca 3-5 μV är ganska tillräcklig - bred (9%). Den applicerade kretsen har den högsta spänningsförstärkningen vid 28 MHz med en nästan proportionell frekvensreduktion mot 3,5 MHz, vilket minskar viss förstärkningsredundans i de lägre områdena.

Mottagarens lokaloscillator är gjord enligt en kapacitiv trepunktskrets (Colpitts version) på transistor VT1 ansluten till OE. I denna krets är generering av svängningar möjlig endast med induktiv reaktans hos resonatorkretsen, dvs. oscillationsfrekvensen ligger mellan frekvenserna för seriella och parallella resonanser, och detta villkor gäller både vid frekvensen av kvarts huvudresonans och vid dess udda övertoner. Vid generering vid en grundfrekvens på 10,7 MHz (på 40 och 20 m intervallen) består lokaloscillatorkretsen av en kvartsresonator ZQ1 och kondensatorerna C4, C13. På det 10:e området, med hjälp av omkopplarsektion SA1.3, är induktans L3 med en induktans på 1 μH ansluten till kollektorkretsen VT1 istället för belastningsmotståndet R3, som tillsammans med C13, kapacitansen för kollektorövergången VT1 och monteringskapacitansen , bildar en parallellresonanskrets avstämd till frekvensen för den tredje övertonen av kvarts (ungefär 32,1 MHz), vilket säkerställer aktivering av kvarts vid den tredje övertonen. Motstånd R2 bestämmer och ställer ganska styvt (på grund av djup OOS) driftläget för transistor VT1 för likström. C22R6C24-kedjan skyddar den gemensamma kraftkretsen från penetrering av lokaloscillatorsignalen in i den.

Den valda DFT-signalen matas till mixern - den första grinden till fälteffekttransistorn VT2. Dess andra grind tar emot en lokaloscillatorspänning i storleksordningen 1...3 Veff genom kondensatorn C20 (inom 80 m-intervallet tillförs ingen ström till lokaloscillatorn och transistorn VT2 arbetar i ett typiskt resonant UHF-läge). Som en resonanslast är hela lindningen av kommunikationsspolen L1 på basmottagaren ansluten till avloppet VT2 (se diagram i fig. 1), på vilken signalen för den 1:a mellanfrekvensen (3300 - 3800 kHz) är isolerad.

Avsnitt SA1.4 i räckviddsomkopplaren växlar frekvensen för referenslokaloscillatorn (USB-signal) så att den traditionella amatörradiomottagningen av det övre sidobandet på 80- och 40m-banden och det nedre på 10- och 20m-banden säkerställs +9V omvandlarens matningsspänning är stabiliserad integrerad stabilisator DA1.

Om det är möjligt att köpa modern småkvarts med en grundfrekvens (första övertonen) på 24,7-24,8 MHz, kan du göra en omvandlare för 5 områden (se fig. 3).
Mindre förändringar i omkopplingsutgångarna på SA1-omkopplaren är huvudsakligen förknippade med införandet av det femte området. För att ansluta Makeevskaya digitalvåg (TSH) tillhandahålls en buffertförstärkare VT3 och en femte sektion av omkopplaren SA1.5 (visas inte i diagrammet i fig. 3), som styr DS-räkneläget. Kretsen visade sig vara enkel till utseendet, men... föreställ dig bara hur många ledningar som behöver dras mellan de fem sektionerna av SA1-omkopplaren och kortet!

När du upprepar de beskrivna omvandlarna är det nödvändigt att följa de traditionella reglerna för installation av RF-enheter och säkerställa en minsta längd (högst 4-5 cm) på ledarna som ansluter omvandlaren till sektionerna SA1.1, SA1.2 och SA1. 3 för att minimera reaktiviteten som de inför i resonanskretsarna (när de är installerade i form av en "web-tangle", är detta huvudsakligen induktans), vilket avsevärt kan komplicera justeringen av kretsarna i de övre områdena. Det var underlåtenheten att följa dessa regler som var orsaken till misslyckandena hos några kollegor i tillverkningen av tube super på kretskort.

För att förenkla designen och säkerställa dess goda repeterbarhet utvecklades en universell design av en 4/5-bandsomvandlare med elektronisk räckviddsväxling, vars schematiska diagram visas i fig. 4.

Var inte rädd! 🙂 Grunden för omvandlaren förblir densamma. Stor kvantitet ytterligare delar är ett pris för mångsidig användning och elektronisk styrning av intervallväxling. För fyrbandsversionen (enkelkvarts) installeras alla element utom de som visas i orange, och för tvåkvartsversionen installeras alla element utom de som visas i grönt. Omkoppling av PDF-områdena utförs med hjälp av reläer K1-K4, styrda av en ensektionsbrytare SA1 (dvs endast 5 ledare jordade med HF). Omkoppling av driftsläge och genereringsfrekvens för den första lokala oscillatorn utförs av transistoromkopplarna VT2, VT3, styrda av en resistiv avkodare R14, R17, R18, R19. CB-räkneläget styrs av diodavkodaren VD3, VD5, VD6, VD7, VD10, och den mottagna sidan växlas av diodavkodaren VD4, VD8, VD9. Dessa kontrollalgoritmer visas i tabellerna i fig. 5.

Det speglar också Funktioner för att ansluta Makeevskaya digitalvåg. I den gamla versionen av TsSh (se. beskrivning), som används i författarens version, för att ställa in den erforderliga räkneformeln (se fig. 5) i tre-ingångsläge, två styrsignaler F8 och F9 används. I modern version TsSh Makeevskaya co. LED-indikatorer kallas "Unik LED" (se. beskrivning) kontinuiteten i kontrollen av räkneläget bevaras och motsvarande stift kallas K1 och K2 (visas inom parentes i diagrammet i fig. 4). Men i den moderna ekonomiska versionen av TsSh Makeevskaya med LCD-indikatorer som kallas "Unik LCD" (se. beskrivning) räkneläget styrs av endast en utgång, som växlar antingen adderings- eller subtraktionsläge för alla argument (dvs. de uppmätta frekvenserna för tre generatorer), men räkneformeln vi behöver kan förprogrammeras och sparas i icke-flyktigt minne- i vårt fall (se tabell Fig. 6) är det nödvändigt att indikera att argument F3 alltid är negativt. Samma enstiftsstyrning av räkneläget stöds också av Unique LED digital switch, så att den om så önskas kan programmeras och anslutas på samma sätt som Unique LCD digital switch.

Konverterdesign. Alla omvandlardelar är monterade på en skiva av enkelsidigt folieglasfiberlaminat med måtten 75x75 mm. En ritning av den i lay-format finns tillgänglig. För att minska storleken är kortet utformat för att installera huvudsakligen SMD-komponenter - motstånd av standardstorlek 1206 och kondensatorer 0805, importerade små elektrolytiska. Trimmers CVN6 från BARONS eller liknande små. Reläer med en driftspänning på 12 V är små importerade reläer med 2 kopplingsgrupper av en allmänt använd standardstorlek, producerade under olika namn - N4078, HK19F, G5V-2, etc. Som VT1, VT5 kan du använda nästan alla kisel n-p-n transistorer med en strömöverföringskoefficient på mindre än 100, BC847-BC850, MMBT3904, MMBT2222, etc., som VT2, VT3 kan du använda nästan alla kisel p-n-p transistorer med en strömöverföringskoefficient på mindre än 100, BC857-BC860, MMBT3906, etc. Dioderna VD1-VD10 kan ersättas med inhemska KD521, KD522. Mottagarspolarna L1-L4 är gjorda på ramar med en diameter på 7,5-8,5 mm med en SCR-trimmer och en standardskärm från IF-kretsarna i färgblocket för sovjetiska färg-tv-apparater. Spolar L2-L3 innehåller 13 varv PEL, PEV-tråd med en diameter på 0,13-0,3 mm, lindad varv till varv. Kommunikationsspolen L1 är lindad ovanpå spole L2:s botten och innehåller 2 varv, och kommunikationsspolen L4 är lindad ovanpå spole L3:s botten och innehåller 7 varv av samma tråd. Choke L5, som används i en enkelkvartsversion, är en liten importerad (grönrandig). Vid behov kan alla spolar göras på alla andra ramar som är tillgängliga för radioamatören, givetvis ändra antalet varv för att erhålla den erforderliga induktansen och följaktligen justera kretskortets ritning till den nya designen. Foto av den monterade brädan.

inställningarär också ganska enkel och standard. Efter att ha kontrollerat korrekt installation och DC-lägen ansluter vi en rörvoltmeter till VT5-sändaren (kontakt J4) för att övervaka den lokala oscillatorns spänningsnivå växelström(om du inte har en industriell sådan kan du använda en enkel diodsond, liknande den som beskrivs i) eller ett oscilloskop med en bandbredd på minst 30 MHz med en lågkapacitansdelare (högresistanssond); i extrema fall, anslut den genom en liten kapacitans.

Genom att byta till 40 och 20 m-områdena kontrollerar vi närvaron av en växelspänningsnivå på cirka 1-2 Veff. På liknande sätt kontrollerar vi lokaloscillatorns funktion på 15- och 10m-banden. Det här är för en tvåkvartsversion, men om vi gör en enkelkvartsversion (quad-band) så slår vi på 10m-intervallet och genom att justera C25 uppnår vi den maximala genereringsspänningen - den bör vara ungefär samma nivå. Sedan, genom att ansluta en frekvensmätare (FC) till kontakten J4, kontrollerar vi de lokala oför överensstämmelse med data i tabellen som visas i fig. 5.

Om du har enheter som frekvenssvarsmätare eller GSS, eller ännu bättre NWT, är det bättre att konfigurera PDF-filen oberoende av basmottagaren. För att göra detta stänger vi tillfälligt motstånd R5 med en trådbygel så att lokaloscillatorsignalen inte stör oss, ansluter ett 220 ohm belastningsmotstånd till kontakt J2 och ansluter det till NWT-ingången (eller en utgångsindikator, till exempel , ett oscilloskop med en bandbredd på minst 30 MHz med en känslighet för lågkapacitansdelare (högimpedanssond) som inte är sämre än tiotals mV). På antenningång anslut NWT-utgången (GSS eller frekvenssvarsmätare). För korrekta mätningar ställer vi in dess utgångsnivå så att det inte finns någon märkbar överbelastning av två-gate transistorn, som i det här fallet fungerar som en UHF. Frånvaron av överbelastning kan bestämmas av det oförändrade frekvenssvaret när signalen minskar till exempel med 10 dB eller, vid användning av GSS, proportionaliteten av förändringen i dess utnivå till förändringen av ingångsnivån, till och med med samma 10 dB. Det rekommenderas att utföra en sådan kontroll (för att säkerställa att mätbanan inte överbelastas) regelbundet., för att inte trampa på den typiska raken för nybörjare.

Och vi går vidare till att ställa in PDF-filen, med start från 80m räckvidden. Genom att justera trimmarna för spolarna L2, L3 uppnår vi det erforderliga frekvenssvaret på skärmen (om vi konfigurerar det med GSS, ställer vi in den genomsnittliga frekvensen för intervallet till 3,65 MHz på den och uppnår den maximala utsignalen). Sedan går vi vidare till att ställa in PDF:en på andra band, med start från 10m, men vi rör inte spolkärnorna längre! Och vi justerar trimmarna som motsvarar intervallen - på intervallet 10m - dessa är C5, C20, 15m - C10, C19, 20m - C9, C18 och 40m - C8, C17.

Sammankopplingsschemat visas i fig. 6. +5V strömförsörjningen tillhandahålls av en extern integrerad stabilisator 0DA1, monterad på mottagarens metallkropp för bättre kylning. Filter 0С2.0R3 ger frånkoppling av den digitala strömbrytarens försörjning och minskar uppvärmningen av 0DA1-stabilisatorn vid användning av digital strömbrytare med LED-indikatorer, som förbrukar upp till 200 mA. När du ansluter den ekonomiska digitala omkopplaren "Unique LCD", som endast förbrukar 18 mA, anges de rekommenderade filtervärdena inom parentes, och den tillåtna effektförlusten för motståndet 0R3 kan minskas till 0,125 W. Efter att ha anslutit omvandlaren (om korten konfigurerades separat från varandra) till basmottagaren, måste du kontrollera om parningen av den första kretsen av den 1:a IF (på spole L2 Fig. 1.) har försvunnit och, om nödvändigt, justera det enligt metoden som beskrivs i den första delen av artikeln. Det är bättre att göra detta på ett brett räckvidd, till exempel på 10 eller 15 m, så att PDF:en inte avsevärt begränsar bandbredden för hela RF/IF-vägen för mottagaren när man ställer in över hela intervallet för 1:a IF.

Foto utseende monterad fembandsmottagare

bild på installationen:

En korrekt konfigurerad mottagare har en känslighet vid s/n = 10 dB inte sämre (förmodligen märkbart bättre, men jag kan inte mäta den mer exakt med den utrustning som nu finns tillgänglig) 0,4 µV (10m) till 2 µV (80m). Länge testades mottagaren med en surrogatantenn (15 meter tråd från 4:e våningen till ett träd), jag gillar hur det fungerar. Tack vare den underbara GDR-rovsky EMF låter det saftigt och vackert (så länge frekvensgrannarna inte stör 🙂), effektivt (jag använder nästan aldrig dämpare) och AGC:n fungerar smidigt, GPA-frekvensen är ganska stabil utan något termiskt stabiliseringsarbete, den initiala utloppet är mindre än 1 kHz, därför aktiveras Makeevskaya DAC omedelbart efter påslagning och du kan använda mottagaren utan någon uppvärmning - frekvensen står rotad till platsen under alla byten av band.

Du kan diskutera designen av mottagaren, uttrycka din åsikt och förslag på forum

S. Belenetsky,US5MSQ Kiev, Ukraina

Huvudsakliga tekniska egenskaper:

Frekvensområde……………………………………………………………………………… 80 - 10 m,

Modulationstyp……………………………………………………………………………………………… SSB,

Känslighet………………………………………………………………………...0,3 µV,

Bandbredd……………………………………………………………………… 2,4 kHz,

Dynamiskt omfång……………………………………………………………………… 100 dB,

Undertryckning av inter.mod. inte mindre………………………………….. – 70 dB,

Omkopplingsbar UHF………………………………………………………+8 dB,

Inaktivera impulsdämpare interferensvaraktighet ... från 0,1 μs till 2 ms,

Avstämbart notchfilter med band…………70 Hz,

Djup av undertryckning inte mindre än …………………………………... – 65 dB,

Två-nivå IF AGC med dynamisk begränsning... 85 dB,

Matningsspänning………………………………………………………………......... 12 - 13,8 V,

Strömförbrukning………………………………………………………………………………… 65 mA.

Strukturen består av tre block:

Mottagarens huvudkort;

GPA-enhet;

Digital skala-frekvensmätare.

Genom att ersätta de två sista blocken med en integrerad frekvenssyntes kan du skapa en kompakt mottagardesign med ytterligare en uppsättning servicefunktioner.

Nedan finns kretsscheman huvudenhet och GPA.

Digital skala – "Makeevskaya".

För att förenkla och inte röra ritningen finns det ingen numrering av radioelement i diagrammet.

Mottagaren är en dubbelfmed fasta IF. Detta beslut togs på grund av problemen med att tillverka högkvalitativa kvartsfilter med en konvertering och fördela förstärkningen över frekvenser med dubbel omvandling för att få en stabil förstärkning som helhet.

Användningen av SIF TV som ett förvalsfilter med ett passband på 300 kHz skyddar K174XA2-ingången från kraftfulla störningar utanför bandet och förenklar även valet av kvartsresonatorer för 1:a IF och XO med ett avstånd på 500 kHz . Importerad analog filter FP1P8-62.0 ( gul prick på kroppen) – SFT5.5MA.

IF-värdet, beroende på vilket filter som används, kan vara 6,5 MHz med lämplig justering av frekvenserna för VFO och kvartsresonatorerna.

K174XA2-chippet har, förutom hög förstärkning vid en frekvens på 500 kHz, inbyggda steg med effektiv AGC.

En mycket dynamisk, omkopplingsbar AMP efterfrågas i HF-banden.

Användningen av en dubbelbalanserad mixer ger en hög nivå av intermodulationsstörning.

Undertryckning av den störande bäraren utförs genom att koppla på en serieresonanskvartsresonator parallellt med svängningskretsen och en EMF avstämbar i passbandet med hjälp av en variabel kondensator med en solid dielektrikum från en fickmottagare, vars sektioner är parallellkopplade.

När flera resonatorer är seriekopplade minskar avvisningsbandet. Så, med en resonator (på en nivå av 6/50 dB) - 400/1000 Hz, med två - 200/450 Hz och med tre - 70/200 Hz.

P-i-n-dioden stänger av NOTCH-noden.

En kort kommentar om driften av impulsbrusdämparkretsen (NB).

Alla moderna transceivrar har en inbyggd NB, men endast ett fåtal operatörer använder den, och främst när det finns störningar från bilens tändning, eftersom NB:n reagerar tydligt bara på dem (enkla sådana); den reagerar mediokert på blixtarladdningar (utsmetad) ).

Viktigast av allt, när man tar emot en kraftfull station nära en frekvens (utanför filterpassbandet), förvrängs den användbara signalen, eftersom I röstspektrumet för SSB-signalen finns korta pulser som, i form av att knappa mottagningsvägen, "riv" den användbara signalen.

En tidsfördröjning infördes i KARLSON-II-mottagarkretsen för drift långt efter slutet av interferenspulsen baserat på en engångsenhet monterad på K561LA7-logiken.

Således passar interferens med en varaktighet på 1 μs till 2 ms in i intervallet för en löpande monostabil med fördröjningselement på 2 ms.

När man kontrollerade funktionaliteten hos denna kretsenhet, svarade mottagaren inte alls på pulserna från en gaselektrisk tändare nära själva antennen och på avstånd. Utsmetade pulser från ljusströmbrytare undertrycks också framgångsrikt. Jag tror att blixtnedslagen är över.

Det bör noteras att S-mätarens avläsning i mottagaren inte blockeras av IF (RF) förstärkningsratten. Detta gjordes specifikt för att ställa in önskad förstärkning och läsa av S-mätarens avläsning på den, och inte som i importerade enheter.

Det vill säga "som jag hör, så ser jag."

Kretsavstämningsfrekvenserna i diagrammet är markerade med rött.

Ett aktivt lågpassfilter monterat på lågbrusdriftsförstärkare stänger av frekvenser över 2,4 kHz, och dämpar därigenom tröttsamt "vitt" brus och justerar EMF:s frekvenssvar till egenskaperna för bekväm sändningsmottagning.

Jobb elschema KARLSON-II-mottagaren kan karakteriseras i jämförelse med mottagningsprestandan hos IC-706MKII-transceivern.

Så medan du lyssnade på samma SSB-minnesstation den 9 maj, som opererade från 3:e distriktet på 20-metersbandet, började någon från Västeuropa att jamma den (ni kan gissa vem!) och IC fick bara "gröt".

KARLSON-II-radiovägen tillät mig att fortsätta att tydligt höra minnesmärket och det här skithålet på samma gång.

B. Popov (UN7CI)

Petropavlovsk, Kazakstan

Användningen av SIF TV som ett förvalsfilter med ett passband på 300 kHz skyddar K174XA2-ingången från kraftfulla störningar utanför bandet och förenklar även valet av kvartsresonatorer för 1:a IF och XO med ett avstånd på 500 kHz . En importerad analog till FP1P8-62.0-filtret (gul prick på kroppen) är SFT5.5MA.