Transistorstabilisatorer med överbelastningsskydd (teori)

Nätaggregat

A. MOSKVIN, Jekaterinburg
Radio, 2003, nr 2-3

Det verkar som att allt har skrivits om kontinuerliga spänningsstabilisatorer. Ändå är utvecklingen av en pålitlig och inte alltför komplex (högst tre eller fyra transistorer) stabilisator, särskilt med en ökad belastningsström, en ganska allvarlig uppgift, eftersom en av de första platserna är kravet på tillförlitligt skydd av kontrolltransistorer från överbelastning. I det här fallet är det önskvärt att efter att ha eliminerat orsaken till överbelastningen återställs normal drift av stabilisatorn automatiskt. Önskan att uppfylla dessa krav leder ofta till en betydande komplikation av stabilisatorkretsen och en märkbar minskning av dess effektivitet. Författaren till den här artikeln försöker hitta den optimala lösningen, enligt hans åsikt.

Innan du söker optimal lösning, låt oss analysera belastningsegenskaperna Uout = f(Iout) för spänningsstabilisatorer gjorda enligt de vanligaste kretsarna. För stabilisatorn som beskrivs i, vid överbelastning utspänning Uout minskar snabbt till noll. Strömmen minskar dock inte och kan vara tillräcklig för att skada belastningen, och den effekt som avges av styrtransistorn överskrider ibland den tillåtna gränsen. Denna stabilisator är utrustad med avtryckarskydd. Vid överbelastning minskar inte bara utspänningen utan även strömmen. Skyddet är dock inte tillräckligt effektivt, eftersom det fungerar först efter att utspänningen faller under 1 V och, under vissa förhållanden, inte eliminerar den termiska överbelastningen av kontrolltransistorn. För att återställa en sådan stabilisator till driftläge är det nödvändigt att nästan helt stänga av lasten, och detta är inte alltid acceptabelt, särskilt för en stabilisator som tjänar integrerad del mer komplex enhet.

Skydd av stabilisatorn, vars diagram visas i fig. 1, utlöses redan med en lätt minskning av utspänningen orsakad av en överbelastning. Klassificeringen av kretselementen ges för en utspänning på 12 V i två versioner: utan konsoler om VD1 är D814B och inom parentes om det är KS139E. Kort beskrivning arbetet med en liknande stabilisator finns i.

Hans bra parametrar förklaras av det faktum att alla nödvändiga signaler bildas från en stabiliserad utspänning, och båda transistorerna (som reglerar VT1 och styr VT2) arbetar i spänningsförstärkningsläge. De experimentellt uppmätta belastningsegenskaperna för denna stabilisator visas i ris. 2(kurvorna 3 och 4).

Om utgångsspänningen avviker från det nominella värdet överförs dess inkrement genom zenerdioden VD1 nästan helt till transistorns VT2 emitter. Om du inte tar hänsyn till zenerdiodens differentialresistans, ΔUе ≈ ΔUout. Detta är en signal om negativt OS. Men enheten har också en positiv sida. Den skapas av en del av utgångsspänningsökningen som tillförs transistorns bas genom spänningsdelaren R2R3:

Den totala återkopplingen i stabiliseringsläget är negativ, felsignalen är värdet

som i absoluta värde är större, den mindre R3 jämförs med R2. Att minska detta förhållande har en gynnsam effekt på stabiliseringskoefficienten och utgångsresistansen hos stabilisatorn. Med tanke på att

Zenerdiod VD1 bör väljas för maximalt möjliga men lägre utgångsstabiliseringsspänning.

Om du ersätter motståndet R3 med två dioder anslutna i framåtriktningen och anslutna i serie (som föreslagits, till exempel in), kommer stabilisatorns parametrar att förbättras, eftersom platsen för R3 i uttrycken för ΔUb och ΔUbe kommer att tas genom den låga differentialresistansen hos öppna dioder. En sådan ersättning leder dock till vissa problem när stabilisatorn går in i skyddsläge. Vi kommer att uppehålla oss vid dem nedan, men för nu lämnar vi motståndet R3 på samma plats.

I stabiliseringsläge förblir spänningsfallet över motståndet R1 praktiskt taget oförändrat. Strömmen som flyter genom detta motstånd är summan av zenerdiodströmmen VD1 och emitterströmmen för transistor VT2, som nästan är lika med basströmmen för transistor VT1. När belastningsresistansen minskar, ökar den sista komponenten av strömmen som flyter genom R1, och den första (zenerdiodströmmen) minskar ner till noll, varefter ökningen av utspänningen inte längre överförs till emittern på transistorn VT2 genom zenern diod. Som ett resultat bryts den negativa återkopplingskretsen, och den positiva återkopplingsslingan, som fortsätter att fungera, leder till en lavinliknande stängning av båda transistorerna och avstängning av belastningsströmmen. Belastningsströmmen, över vilken skyddet utlöses, kan uppskattas med hjälp av formeln

där h21e är strömöverföringskoefficienten för transistorn VT1. Tyvärr har h21e en stor spridning från transistorinstans till transistorinstans, beroende på ström och temperatur. Därför måste motstånd R1 ofta väljas under installationen. I en stabilisator utformad för hög belastningsström är motståndet hos motståndet R1 litet. Som ett resultat ökar strömmen genom zenerdioden VD1 så mycket när belastningsströmmen minskar att det är nödvändigt att använda en zenerdiod med ökad effekt.

Förekomsten i belastningsegenskaperna (se kurvorna 3 och 4 i fig. 2) av relativt utsträckta övergångssektioner mellan drift- och skyddslägena (observera att dessa sektioner är de tyngsta ur termiska regimen för transistorn VT1) förklaras främst av det faktum att utvecklingen av omkopplingsprocessen förhindras av lokal negativ återkoppling genom motståndet R1. Ju lägre spänning

stabilisering av zenerdioden VD1, desto högre, allt annat lika, värdet på motståndet R1 och desto mer "fördröjd" är övergången från stabilisatorns driftläge till skyddsläge.

Denna, liksom den tidigare gjorda, slutsatsen om lämpligheten av att använda en zenerdiod VD1 med högsta möjliga stabiliseringsspänning bekräftas experimentellt. Utspänningen från stabilisatorn enligt kretsen som visas i fig. 1, med en D814B zenerdiod (Ust = 9 V), jämfört med en liknande KS139E zenerdiod (UCT = 3,9 V), är betydligt mindre beroende av belastningen och den växlar "brantare" till skyddsläge vid överbelastning.

Det är möjligt att minska och till och med helt eliminera övergångssektionen av stabilisatorns belastningskarakteristik genom att lägga till en extra transistor VT3 till den, som visas i fig. 3. I driftläge är denna transistor i mättnad och har praktiskt taget ingen effekt på stabilisatorns funktion, vilket endast försämrar temperaturstabiliteten hos utspänningen något. När, som ett resultat av en överbelastning, zenerdiodströmmen VD1 tenderar till noll, går transistorn VT3 in i aktivt tillstånd och stänger sedan, vilket skapar förutsättningar för att snabbt slå på skyddet. I detta fall finns det ingen mjuk övergångssektion av lastkarakteristiken (se kurva 1 i fig. 2).

Dioderna VD2 och VD3 i driftläge stabiliserar spänningen baserat på transistor VT2, vilket hjälper till att förbättra de grundläggande parametrarna för stabilisatorn. Men utan en extra transistor VT3 påverkar detta skyddet negativt, eftersom det försvagar den positiva komponenten i operativsystemet. Växling till skyddsläge i detta fall är mycket fördröjd och sker först efter att belastningsspänningen har minskat till ett värde nära det som stöds av dioderna VD2 och VD3 baserat på transistorn VT2 (se kurva 2 i fig. 2).

De övervägda stabilisatorerna har en betydande nackdel för många applikationer: de förblir i ett skyddande tillstånd efter att ha eliminerat orsaken till överbelastningen och går ofta inte i driftläge när matningsspänningen appliceras med en ansluten last. Känd olika sätt starta dem, till exempel genom att använda ett extra motstånd installerat parallellt med kollektor-emittersektionen på transistor VT1, eller (som föreslås i) "mata" basen på transistor VT2. Problemet löses genom en kompromiss mellan tillförlitligheten av att starta under belastning och storleken på kortslutningsströmmen, vilket inte alltid är acceptabelt. Varianterna av lanseringsenheter som diskuteras i och är mer effektiva, men de komplicerar stabilisatorn som helhet.

Ett mindre vanligt men intressant sätt att ta bort stabilisatorn från skyddsläget föreslås i. Det ligger i det faktum att en specialdesignad pulsgenerator periodiskt tvångsöppnar regleringstransistorn, vilket sätter stabilisatorn i driftläge under en tid. Om orsaken till överbelastningen elimineras, kommer skyddet inte att fungera igen vid slutet av nästa impuls och stabilisatorn fortsätter att fungera normalt. Den genomsnittliga effekten som förbrukas av styrtransistorn under överbelastning ökar något.

I fig. 4 visar ett diagram över en av de möjliga alternativ stabilisator som fungerar enligt denna princip. Den skiljer sig från den som beskrivs i avsaknad av en separat enhet - en pulsgenerator. Vid överbelastning går stabilisatorn i oscillerande läge på grund av den positiva återkopplingsslingan, som är stängd genom kondensatorn C1. Motstånd R3 begränsar kondensatorns laddningsström och R4 fungerar som en generatorlast när den externa lasten är stängd.

I avsaknad av överbelastning efter att matningsspänningen har lagts på, startar stabilisatorn tack vare motståndet R2. Eftersom kondensatorn Cl är shuntad av en öppen diod VD2 och resistorerna R3-R5 anslutna i serie, uppfylls inte självexciteringsvillkoren och anordningen fungerar på liknande sätt som det som diskuterats tidigare (se fig. 1). Under övergången av stabilisatorn till skyddsläge fungerar kondensatorn C1 som en booster, vilket påskyndar utvecklingen av processen.

Den ekvivalenta kretsen för stabilisatorn i skyddsläge visas i fig. 5.

När belastningsresistansen Rн är lika med noll, är den positiva terminalen på kondensatorn Cl ansluten genom motståndet R4 till den gemensamma ledningen (minus ingångsspänningskällan). Spänningen till vilken kondensatorn laddades i stabiliseringsläge appliceras på basen av transistorn VT2 i negativ polaritet och håller transistorn stängd. Kondensatorn laddas ur av ström i1. ström genom motstånd R3-R5 och öppen diod VD2. När spänningen vid basen av VT1 överstiger -0,7 V kommer dioden VD2 att stänga, men omladdningen av kondensatorn kommer att fortsätta med ström i2 som flyter genom motståndet R2. När en liten positiv spänning uppnås vid basen av transistor VT2, kommer den senare, och med den VT1, att börja öppnas. På grund av den positiva återkopplingen genom kondensatorn C1 kommer båda transistorerna att öppnas helt och förbli i detta tillstånd under en tid; halvvågskondensatorn kommer inte att laddas av ström i3 nästan till spänningen Uin. varefter transistorerna stängs och cykeln upprepas. Med de som anges i diagrammet i fig. 5 element betyg, varaktigheten av de genererade pulserna är några millisekunder, repetitionsperioden är 100...200 ms. Amplituden för utströmspulserna i skyddsläge är ungefär lika med skyddsdriftströmmen. Medelvärdet för kortslutningsströmmen mätt med en rattmilliameter är cirka 30 mA.

När belastningsresistansen RH ökar, kommer ett ögonblick då, med transistorerna VT1 och VT2 öppna, den negativa återkopplingen "uppväger" den positiva återkopplingen och generatorn återigen förvandlas till en spänningsstabilisator. Värdet på RH vid vilket en modändring sker beror huvudsakligen på motståndet hos motståndet R3. Om dess värden är för små (mindre än 5 ohm) uppträder hysteres i belastningskarakteristiken, och med nollresistans R3 återställs spänningsstabilisering endast med ett belastningsmotstånd på mer än 200 ohm. En överdriven ökning av motståndet hos motståndet R3 leder till att en övergångssektion uppträder i belastningskarakteristiken.

Amplituden för negativa polaritetspulser baserade på transistor VT2 når 10 V, vilket kan leda till elektriskt genombrott av bas-emitterdelen av denna transistor. Men nedbrytningen är reversibel och dess ström begränsas av motstånden R1 och R3. Det stör inte driften av generatorn. När du väljer transistor VT2 är det också nödvändigt att ta hänsyn till att spänningen som appliceras på dess kollektorbassektion når summan av stabilisatorns in- och utspänningar.

I driftutrustning shuntas utsignalen från spänningsstabilisatorn vanligtvis av en kondensator (C2, visad i fig. 4 med en streckad linje). Dess kapacitet bör inte överstiga 200 μF. Begränsningen beror på det faktum att under en överbelastning som inte åtföljs av en fullständig kortslutning av utgången kommer denna kondensator in i generatorns positiva återkopplingskrets. I praktiken uttrycks detta i det faktum att generatorn "startar" endast med betydande överbelastning, och hysteres uppträder i belastningskarakteristiken.

Resistansen hos motståndet R4 måste vara sådan att spänningsfallet över det under pulsen är tillräckligt för att öppna transistorn VT2 (≈1 V) och säkerställa att självgenereringsvillkoren uppfylls vid noll belastningsresistans. Tyvärr, i stabiliseringsläge minskar detta motstånd bara enhetens effektivitet.

För korrekt drift av skyddet är det nödvändigt att, vid varje tillåten belastningsström, den minimala (inklusive rippel) inspänningen för stabilisatorn förblir tillräcklig för dess normala drift. När man testade alla stabilisatorer som diskuterats ovan med en märkutgångsspänning på 12 V, var strömkällan en 14 V bryggdiodlikriktare med en 10 000 μF kondensator vid utgången. Rippelspänningen vid likriktarutgången, mätt med en VZ 38 millivoltmeter, översteg inte 0,6 V.

Vid behov kan skyddets pulskaraktär användas för att indikera stabilisatorns status, inklusive ljud. I det senare fallet, vid överbelastning, kommer klick att höras med en pulsrepetitionshastighet.

I fig. Figur 6 visar ett diagram över en mer komplex stabilisator med impulsskydd, som i stort sett saknar de brister som diskuteras i den första delen av artikeln (se fig. 4). Dess utspänning är 12 V, utgångsresistans är 0,08 Ohm, stabiliseringskoefficient är 250, maximal driftström är 3 A, skyddströskel är 3,2 A, genomsnittlig belastningsström i skyddsläge är 60 mA. Närvaron av en förstärkare på transistor VT2 gör det möjligt att vid behov öka driftsströmmen avsevärt genom att ersätta transistor VT1 med en mer kraftfull sammansatt.

Värdet på begränsningsmotståndet R4 kan variera från tiotals ohm till 51 kOhm. Utgången från stabilisatorn kan förbigås med en kondensator med en kapacitet på upp till 1000 μF, vilket dock leder till uppkomsten av hysteres i belastningskarakteristiken: vid en skyddströskel på 3,2 A, det uppmätta värdet av returströmmen till stabiliseringsläge är 1,9 A.

För en tydlig växling av lägen är det nödvändigt att med en minskning av belastningsresistansen stannar strömmen genom zenerdioden VD3 innan transistorn VT2 går in i mättnad.Därför väljs värdet på motståndet R1 på ett sådant sätt att före skyddet fungerar, en spänning på minst 2... kvarstår mellan kollektorn och emittern på denna transistor... 3 V. I skyddsläge går transistorn VT2 in i mättnad, som ett resultat kan amplituden för belastningsströmpulserna vara 1,2 ...1,5 gånger högre än skyddsdriftströmmen. Det bör beaktas att med en signifikant minskning av motståndet R1 ökar effekten som förbrukas av transistorn VT2 avsevärt.

Närvaron av kondensator Cl kan teoretiskt leda till en ökning av rippeln av utspänningen från stabilisatorn. Detta observerades dock inte i praktiken.

Den utgående stabiliserade spänningen är lika med summan av spänningsfallen på dioderna VD1 och VD2, bas-emittersektionen på transistor VT4 och stabiliseringsspänningen för zenerdioden VD3 minus spänningsfallet på bas-emittersektionen av transistor VT3 - cirka 1,4 V mer än stabiliseringsspänningen för zenerdioden. Skyddsutlösningsströmmen beräknas med hjälp av formeln

Tack vare den extra förstärkaren på transistorn VT2 är strömmen som flyter genom motståndet R3 relativt liten, även med betydande beräknade belastningsströmmar. Detta förbättrar å ena sidan effektiviteten hos stabilisatorn, men å andra sidan tvingar det fram användningen av en zenerdiod som kan arbeta vid låga strömmar som VD3. Den minsta stabiliseringsströmmen för KS211Zh zenerdioden som visas i diagrammet (se fig. 6) är 0,5 mA.

En sådan stabilisator kan, förutom sitt avsedda syfte, fungera som en utsläppsbegränsare batteri. För att göra detta ställs utspänningen in så att om batterispänningen är lägre än det tillåtna värdet kommer skyddet att fungera, vilket förhindrar ytterligare urladdning. I det här fallet är det lämpligt att öka värdet på motståndet R6 till 10 kOhm. Som ett resultat kommer strömmen som förbrukas av enheten i driftläge att minska från 12 till 2,5 mA. Man bör komma ihåg att på gränsen till att utlösa skyddet ökar denna ström till cirka 60 mA, men med starten av pulsgeneratorn sjunker medelvärdet för batteriurladdningsströmmen till 4...6 mA.

Med den övervägda principen för pulsskydd är det möjligt att bygga inte bara spänningsstabilisatorer utan också självläkande elektroniska "säkringar" installerade mellan strömkällan och lasten. Till skillnad från säkringslänkar, sådana säkringar kan användas upprepade gånger utan att oroa sig för återställning efter att ha eliminerat orsaken till resan.

Den elektroniska säkringen ska klara både kortvariga och långvariga, hel- eller dellastfel. Det senare inträffar ofta med långa anslutningstrådar, vars motstånd är en märkbar del av nyttolasten. Detta fall är mest allvarligt för säkringens kopplingselement.

I fig. Figur 7 visar ett diagram över en enkel självåterställande elektronisk säkring med pulsskydd. Principen för dess funktion ligger nära den spänningsstabilisator som beskrivs ovan (se fig. 4), men innan skyddet utlöses är transistorerna VT1 och VT2 i ett mättnadstillstånd och utspänningen är nästan lika med ingången.

Om belastningsströmmen överstiger det tillåtna värdet kommer transistorn VT1 ur mättnad och utspänningen börjar minska. Dess ökning genom kondensatorn C1 går till basen av transistorn VT2, stänger den senare, och med den VT1. Utspänningen minskar ännu mer och som ett resultat av en lavinliknande process är transistorerna VT1 och VT2 helt stängda. Efter en tid, beroende på tidskonstanten för R1C1-kretsen, kommer de att öppnas igen, men om överbelastningen kvarstår kommer de att stänga igen. Denna cykel upprepas tills överbelastningen elimineras.

Frekvensen för de genererade pulserna är cirka 20 Hz när belastningen är något högre än den tillåtna belastningen, och 200 Hz när den är helt stängd. Pulsernas arbetscykel i det senare fallet är mer än 100. När belastningsresistansen ökar till ett acceptabelt värde kommer transistorn VT1 att gå in i mättnad och genereringen av pulser stoppas.

Utlösningsströmmen för "säkringen" kan ungefärligen bestämmas med formeln

Koefficienten 0,25, vald experimentellt, tar hänsyn till att vid övergångsögonblicket för transistor VT1 från mättnad till aktivt läge är dess strömöverföringskoefficient betydligt mindre än den nominella. Den uppmätta skyddsdriftströmmen vid en inspänning på 12 V är 0,35 A, amplituden för belastningsströmpulserna när den är stängd är 1,3 A. Hysteres (skillnaden mellan skyddsdriftströmmarna och återställningen av driftläget) var inte upptäckt. Vid behov kan blockerande kondensatorer med en total kapacitet på högst 200 μF anslutas till "säkring"-utgången, vilket kommer att öka driftsströmmen till cirka 0,5 A.

Om det är nödvändigt att begränsa amplituden av belastningsströmpulser, bör ett motstånd på flera tiotals ohm inkluderas i emitterkretsen för transistor VT2 och värdet på motståndet R3 bör ökas något.

Om lasten inte är helt stängd är ett elektriskt genombrott av bas-emittersektionen på transistor VT2 möjlig. Detta har liten effekt på generatorns funktion och utgör ingen fara för transistorn, eftersom laddningen som ackumulerats i kondensatorn C1 före haveri är relativt liten.

Nackdelarna med "säkringen" monterad enligt den övervägda kretsen (fig. 7) är låg effektivitet på grund av motståndet R3 anslutet i serie till belastningskretsen och basströmmen för transistorn VT1, som är oberoende av belastningen. Det senare är också typiskt för andra liknande enheter. Båda skälen som minskar effektiviteten elimineras i en kraftfullare "säkring" med en maximal belastningsström på 5 A, vars krets visas i fig. 8 . Dess effektivitet överstiger 90 % över ett mer än tiofaldigt intervall av belastningsströmförändringar. Strömmen som förbrukas när det inte finns någon belastning är mindre än 0,5 mA.

För att minska spänningsfallet över "säkringen" används en germaniumtransistor som VT4. När belastningsströmmen är mindre än tillåtet är denna transistor på gränsen till mättnad. Detta tillstånd upprätthålls av en negativ återkopplingsslinga, som, när transistorn VT2 är öppen och mättad, bildas av transistorerna VT1 och VT3. Spänningsfallet i kollektor-emitterdelen av transistor VT4 överstiger inte 0,5 V vid en belastningsström på 1 A och 0,6 V vid 5 A.

När belastningsströmmen är mindre än skyddssvarsströmmen är transistor VT3 i aktivt läge och spänningen mellan dess kollektor och emitter är tillräcklig för att öppna transistorn VT6, vilket säkerställer det mättade tillståndet hos transistorn VT2 och, i slutändan, det ledande tillståndet för omkopplaren VT4. Med en ökning av belastningsströmmen ökar basströmmen för VT3 under påverkan av negativ återkoppling, och spänningen vid dess kollektor minskar tills transistorn VT6 stänger. I detta ögonblick utlöses skyddet. Driftströmmen kan uppskattas med hjälp av formeln

där Req är den totala resistansen för motstånden R4, R6 och R8 parallellkopplade.

Koefficienten 0,5, som i föregående fall, är experimentell. När lasten är stängd är amplituden för utströmspulserna ungefär dubbelt så stor som skyddsdriftströmmen.

Tack vare verkan av den positiva återkopplingsslingan, som är stängd genom kondensatorn C2, är transistorn VT6, och med den VT2-VT4, helt stängda och VT5 öppnas. Transistorerna förblir i de indikerade tillstånden tills kondensatorn C2 laddas av strömmen som flyter genom bas-emittersektionen hos transistorn VT5 och motstånden R7, R9, R11, R12. Eftersom R12 har det största värdet av de listade motstånden, bestämmer den repetitionsperioden för de genererade pulserna - cirka 2,5 s.

Efter att laddningen av kondensatorn C2 är klar kommer transistorn VT5 att stängas, VT6 och VT2-VT4 öppnas. Kondensator C2 laddas ur på ungefär 0,06 s genom transistor VT6, diod VD1 och motstånd R11. Med en sluten belastning når kollektorströmmen för transistor VT4 vid denna tidpunkt 8...10 A. Då kommer cykeln att upprepas. Under den första pulsen efter att överbelastningen har eliminerats, kommer transistorn VT3 inte att gå in i mättnad och "säkringen" kommer att återgå till driftsläge.

Det är intressant att transistorn VT6 inte öppnas helt under pulsen. Detta förhindras av den negativa återkopplingsslingan som bildas av transistorerna VT2, VT3, VT6. Med värdet på motståndet R9 (51 kOhm) angivet i diagrammet (fig. 8), sjunker inte spänningen vid kollektorn på transistorn VT6 under 0,3 Uin.

Den mest ogynnsamma belastningen för en "säkring" är en kraftfull glödlampa, vars motstånd mot en kall glödtråd är flera gånger mindre än den för en uppvärmd. Ett test utfört med en 12 V 32+6 W billampa visade att 0,06 s för uppvärmning är tillräckligt och "säkringen", efter att ha slagits på den, går tillförlitligt in i driftläget. Men för mer tröghetslampor kan varaktigheten och repetitionsperioden för pulserna behöva ökas genom att installera en kondensator C2 med högre klassificering (men inte en oxid).

Arbetscykeln för de genererade pulserna som ett resultat av en sådan ersättning kommer att förbli densamma. Det valdes inte av en slump att vara lika med 40. I det här fallet, både vid maximal belastningsström (5 A) och när "säkringen" -utgången är stängd, försvinner ungefär samma och säker effekt på transistorn VT4.

GT806A-transistorn kan ersättas med en annan från samma serie eller en kraftfull germaniumtransistor, till exempel P210, med valfritt bokstavsindex. Om germaniumtransistorer inte är tillgängliga eller om det är nödvändigt att arbeta vid förhöjda temperaturer kan du också använda kiseltransistorer med h21e>40, till exempel KT818 eller KT8101 med valfria bokstavsindex, vilket ökar värdet på motståndet R5 till 10 kOhm. Efter ett sådant byte översteg spänningen som mättes mellan kollektorn och emittern på transistorn VT4 inte 0,8 V vid en belastningsström på 5 A.

När du gör en "säkring" måste VT4-transistorn installeras på en kylfläns, till exempel en aluminiumplatta som mäter 80x50x5 mm. En kylfläns med en yta på 1,5...2 cm 2 behövs också för transistor VT3.

Slå på enheten för första gången utan belastning och kontrollera först och främst spänningen mellan kollektorn och emittern på transistor VT4, som ska vara cirka 0,5 V. Anslut sedan ett trådlindat variabelt motstånd med ett motstånd på 10...20 Ohm och en effekt på 100 W till utgången via en amperemeter. För att mjukt minska dess motstånd, växla enheten till skyddsläge. Med hjälp av ett oscilloskop, se till att modväxling sker utan förlängda transienta processer, och att parametrarna för de genererade pulserna motsvarar de som anges ovan. Det exakta värdet på skyddsdriftströmmen kan ställas in genom att välja motstånd R4, R6, R8 (det är önskvärt att deras värden förblir desamma). När belastningen är kortsluten under en längre tid bör temperaturen på höljet till transistor VT4 inte överstiga dess tillåtna värde.

LITTERATUR

1. Klyuev Yu., Abashav S. Spänningsstabilisator. - Radio, 1975, nr 2, sid. 23.
2. Popovich V. Förbättring av spänningsstabilisatorn. - Radio, 1977, nr 9, sid. 56.
3. Polyakov V. Teori: lite - om allt. Överspänningsskydd. - Radio, 2000, nr 12, s. 45,46.
4. Kanygin S. Spänningsstabilisator med överbelastningsskydd. - Radio, 1980. Nr 8. sid. 45. 46.
5. Utomlands. Spänningsstabilisator med överbelastningsskydd. - Radio, 1984, nr 9, sid. 56.
6. Kozlov V. Spänningsstabilisator med skydd mot kortslutning och överström. - Radio, 1998, nr 5, sid. 52-54.
7. Andraav V. Ytterligare skydd av stabilisatorn från överhettning. - Radio, 2000, nr 4, sid. 44.
8. Bobrov O. Elektronisk säkring. - Radio, 2001, nr 3, sid. 54.

Schema av enheter för överbelastningsskydd av en stabiliserad likriktare när kortslutning eller av annan anledning.

Överbelastning av en stabiliserad likriktare på grund av kortslutning i lasten eller av annan anledning leder vanligtvis till fel på styrtransistorn. Du kan skydda stabilisatorn från överbelastning med hjälp av en skyddsanordning.

Enkel säkerhetsanordning

En skyddsanordning som ingår i strömförsörjningsstabilisatorn, vars krets visas i fig. 1, har hög hastighet och god "reläbarhet", dvs. liten påverkan på enhetens egenskaper i driftläge och tillförlitlig stängning av styrtransistorn V2 i överbelastningsläge. Skyddsanordningen består av en SCR V3, dioderna V6, V7 och motstånden R2 och R3.

Ris. 1. Diagram över en enkel skyddsanordning för +24V kraftledningen.

I driftläge är tyristorn V3 stängd och spänningen vid basen av transistorn V1 är lika med stabiliseringsspänningen för zenerdiodkedjan V4, V5.

Vid överbelastning når strömmen genom motståndet R2 och spänningsfallet över det värden som är tillräckliga för att öppna trinistorn V3 längs styrelektrodkretsen. Den öppnade SCR stänger kedjan av zenerdioder V4, V5, vilket leder till stängning av transistorerna V1 och V2.

För att återställa driftläget efter att ha eliminerat orsaken till överbelastningen måste du trycka på och släppa S1-knappen. I detta fall kommer tyristorn att stängas och transistorerna V1 och V2 öppnas igen. Motstånd R3 och dioderna V6, V7 skyddar styrövergången för tyristor V3 från överström respektive spänning.

Stabilisatorn ger en stabiliseringskoefficient på cirka 30, skyddet utlöses vid en ström som överstiger 2 A.

Transistor V2 kan ersättas med KT802A, KT805B och V1 - P307, P309, KT601, KT602 med valfritt bokstavsindex. SCR V3 kan vara vilken som helst av KU201-serien, förutom KU201A och KU201B.

Stabilisator med skydd för strömförsörjning

Strömförsörjningsstabilisator, vars krets visas i fig. 2 kan skyddas från överbelastningar och kortslutningar genom att lägga till bara två element - tyristor V3 och motstånd R5.

Ris. 2. Schematiskt diagram stabilisator för strömförsörjning med skydd (0-27V).

Skyddsanordningen utlöses när belastningsströmmen överskrider tröskelvärdet som bestäms av motståndet R5. I detta ögonblick når spänningsfallet över motståndet R5 öppningsspänningen för tyristor V3 (cirka 1 V), den öppnar och spänningen vid basen av transistor V2 minskar till nästan noll. Därför är transistorn V2 och sedan V4 stängda, vilket stänger av belastningskretsen.

För att återställa stabilisatorn till sitt ursprungliga läge måste du kort trycka på S1-knappen. Motstånd R3 tjänar till att begränsa basströmmen för transistor V4.

Motstånd R5 är lindat med koppartråd. Stabilisatorns utgångsresistans kan minskas om R5 slås på enligt diagrammet med en streckad linje. Om falsklarm observeras när stabilisatorn slås på, bör kondensator C2 tas bort från enheten.

Den maximala belastningsströmmen är 2 A. Istället för P701A-transistorn kan du använda KT801A, KT801B. Transistor V2 kan ersättas med KT803A, KT805A, KT805B, P702, P702A.

Stabilisator med tröskelströminställning för skydd

Skyddsanordningen som visas i fig. 3, monterad på transistorerna V1 och V2 (den inkluderar även motstånd R1-R4, zenerdiod V3, omkopplare S1 och glödlampa H1).

Erforderligt driftsströmvärde ställs in med omkopplare S1. I driftläge, på grund av basströmmen som flyter genom motståndet R1 (R2 eller R3), är transistorn V1 öppen och spänningsfallet över den är litet.

Ris. 3. Schematisk bild av stabilisatorn med inställning av tröskelström för skydd.

Därför är strömmen i baskretsen för transistor V2 mycket liten, zenerdioden V3, ansluten i framåtriktningen, och transistorn V2 är stängda.

När belastningsströmmen för stabilisatorn ökar, ökar spänningsfallet över transistorn V1. Vid något tillfälle öppnas zenerdioden V3, följt av transistorn V2, vilket leder till att transistorn V1 stängs. Nu sjunker nästan hela inspänningen över denna transistor, och strömmen genom belastningen minskar kraftigt till flera tiotals milliampere.

Lampa H1 tänds, vilket indikerar att säkringen har löst ut. Den återställs till sitt ursprungliga läge genom att kort kopplas från nätverket. Stabiliseringskoefficienten är cirka 20.

Transistorer V1 och V7 är installerade på kylflänsar med en effektiv termisk avledningsyta på cirka 250 cm2 vardera. Zenerdioderna V4 och V5 är monterade på en kylflänsplatta av koppar med måtten 150 X 40 X 4 mm. Att sätta upp en elektronisk säkring handlar om att välja motstånd R1-R3 enligt den erforderliga driftströmmen.

Lampa H1 typ KM60-75.

Elektroniskt-mekaniskt överbelastningsskydd

Elektronisk-mekanisk skyddsanordning, vars diagram visas i fig. 4, fungerar i två steg - stänger först av strömmen elektronisk anordning, blockerar sedan belastningen helt med kontakterna K1.1 på det elektromekaniska reläet K1. Den består av en transistor V3, laddad med ett tvålindat elektromagnetiskt relä K1, en zenerdiod V2, dioderna V1, V4 och motstånden R1 och R2.

Ris. 4. Elektronisk-mekanisk skyddsanordning, kretsschema.

Kaskaden på transistor V3 jämför spänningen på motståndet R2, proportionell mot stabilisatorns belastningsström, med spänningen på zenerdioden V2, ansluten i framåtriktningen.

När stabilisatorn är överbelastad blir spänningen över motståndet R2 större än spänningen över zenerdioden och transistorn V3 öppnas. Tack vare det positiva respons Mellan kollektor- och baskretsarna för denna transistor i systemtransistorn V3 - relä K1 utvecklas en blockeringsprocess.

Pulslängden är cirka 30 ms (vid användning av ett RMU-relä, pass RS4.533.360SP). Under pulsen minskar spänningen vid kollektorn på transistor V3 kraftigt.

Denna spänning överförs genom dioden V4 till basen av reglertransistorn V5 (spänningen vid basen av transistorn blir positiv i förhållande till emittern), transistorn stänger och strömmen genom belastningskretsen minskar kraftigt.

Samtidigt med öppningen av transistor V3 börjar strömmen genom kollektorlindningen av relä K1 att öka, och efter 10 ms utlöses den, självblockerande och kopplar bort belastningskretsen med kontakterna K1.1. För att återställa driftläget, stäng av nätspänningen en kort stund. Skyddet fungerar med en ström på 0,4 A, stabiliseringskoefficienten är 50.

Överströmsskydd med dinistoroptokopplare

I skyddsanordning, vars diagram visas i fig. 5, använd en V6 dinistor optokopplare, vilket ökar skyddsprestandan. När belastningsströmmen är lägre än tröskeln, elektronisk nyckel på transistorerna V1-V3 är öppen, indikatorlampan H1 är på och optokopplaren är avstängd (lysdioden är släckt, fototyristorn är stängd).

Ris. 5. Överströmsskyddskrets med en dinistoroptokopplare.

Så snart belastningsströmmen når tröskelvärdet ökar spänningsfallet över motstånden R5, R6 så mycket att optokopplaren slås på, genom fototyristorn vars positiv spänning matas till basen av transistor V1, och den elektroniska omkopplaren stänger . I fungerande skick enheten returneras genom att kort trycka på knappen S1.

Lastspänningen ökar långsamt med laddningshastigheten för kondensatorn C1. Detta eliminerar strömstötar som orsakar antingen felaktig funktion av skyddet eller fel på lastdelar när strömmen slås på.

Svarströskeln ställs in av motståndet R5. Transistorer V2, V3 kräver en kylfläns med en yta på 100...200 cm2. Maximal belastningsström 5 A, minsta driftström 0,4 A.

Denna spänningsstabilisator är utformad för att driva amatörradiostrukturer under installationen. Den producerar en konstant stabiliserad spänning från 0 till 25,5V, som kan ändras i steg om 0,1V. Överbelastningsskyddets utlösningsström kan smidigt ändras från 0,2 till 2A.

Enhetsdiagrammet visas i fig. 1, räknare DD2 DD3 form digital kod utspänning. En DAC som använder precisionsmotstånd omvandlar mätarkoden till en stegvis ökande spänning.

Stabilisatorn har också en indikator (fig. 3) på K573RF2 EEPROM.

Att ställa in en stabilisator innebär att välja R26 så att den maximala utspänningen är 25,5V.

Rita filer tryckta kretskort– ftp://ftp.radio.ru/pub/2007/08/st0_255.zip

Litteratur Zh.Radio 8 2007

• Liknande artiklar

Logga in med:

Slumpmässiga artiklar

• 24.09.2014

  Pekströmbrytaren som visas i figuren har ett två-kontakts beröringselement, när båda kontakterna berörs tillförs matningsspänningen (9V) från strömkällan till lasten, och när beröringskontakterna berörs nästa gång, kopplas strömmen bort från lasten kan lasten vara en lampa eller ett relä. Sensorn är mycket ekonomisk och förbrukar låg ström i standby-läge. I stunden …

• 08.10.2016

  MAX9710/MAX9711 - stereo/mono UMZCH med en uteffekt på 3 W och ett lågförbrukningsläge. Specifikationer: uteffekt 3 W till en belastning på 3 Ohm (vid THD upp till 1%) Uteffekt 2,6 W till en belastning på 4 Ohm (vid THD upp till 1%) Uteffekt 1,4 W i en last 8 Ohm (vid THD upp till 1% ) Brusdämpningsförhållande ...

För att driva vissa radioenheter krävs en strömkälla med ökade krav på nivån på minsta utsignalsrippel och spänningsstabilitet. För att tillhandahålla dem måste strömförsörjningen göras med diskreta element.

Visat i fig. 3.23-kretsen är universell och på grundval av den kan du skapa en högkvalitativ strömförsörjning för vilken spänning och ström som helst i lasten. Strömförsörjningen är monterad på en allmänt använd dubbel operationsförstärkare (KR140UD20A) och en effekttransistor VT1. Dessutom har kretsen strömskydd, som kan justeras över ett brett område. Operationsförstärkaren DA1.1 är en spänningsstabilisator och DA1.2 används för att ge strömskydd. Mikrokretsar DA2, DA3 stabiliserar strömförsörjningen till styrkretsen monterad på DA1, vilket möjliggör förbättring av strömkällans parametrar.

Spänningsstabiliseringskretsen fungerar enligt följande. Spänningsåterkopplingssignalen tas bort från källutgången (X2). Denna signal jämförs med referensspänningen som kommer från zenerdioden VD1. En missanpassningssignal (skillnaden mellan dessa spänningar) matas till op-förstärkarens ingång, som förstärks och skickas genom motstånden R10...R11 för att styra transistorn VT1.

Sålunda hålls utspänningen på en given nivå med en noggrannhet som bestäms av förstärkningen av op-förstärkaren DA1.1. Den erforderliga utspänningen ställs in av motståndet R5. För att strömförsörjningen ska kunna ställa in utspänningen till mer än 15 V, är styrkretsens gemensamma ledning ansluten till "+"-uttaget (XI). I det här fallet, för att helt öppna effekttransistorn (VT1) vid utgången av op-förstärkaren, kommer en liten spänning att krävas (baserat på VT1 ibe = +1,2 V). Denna design av kretsen låter dig göra strömförsörjning för vilken spänning som helst, begränsad endast av det tillåtna värdet på kollektor-emitterspänningen (UK3) för en specifik typ av krafttransistor (för KT827A maximalt UK3 = 80 V).

I denna krets är effekttransistorn komposit och kan därför ha en förstärkning i intervallet 750...1700, vilket gör det möjligt att styra den med en liten ström - direkt från utgången på op-amp DA1.1, vilket minskar antalet nödvändiga element och förenklar diagrammet.

Strömskyddskretsen är monterad på op-amp DA1.2. När ström flyter i lasten utlöses en spänning över motståndet R12, som tillförs genom motståndet R6 till anslutningspunkten R4, R8, där den jämförs med referensnivån. Så länge denna skillnad är negativ (vilket beror på strömmen i belastningen och motståndsvärdet för motståndet R12), påverkar denna del av kretsen inte driften av spänningsstabilisatorn. Så snart spänningen vid den angivna punkten blir positiv, kommer en negativ spänning att visas vid utgången av op-amp DAL2, som genom dioden VD12 kommer att minska spänningen vid basen av krafttransistorn VT1, vilket begränsar utströmmen .

Nivån på utgångsströmbegränsningen justeras med motstånd R6. Parallellkopplade dioder vid operationsförstärkarnas ingångar (VD3...VD6) skyddar mikrokretsen från skador om den slås på utan återkoppling via transistor VT1 eller om effekttransistorn är skadad. I driftläge är spänningen vid op-förstärkarens ingångar nära noll och dioderna påverkar inte enhetens funktion. SZ-kondensatorn installerad i den negativa återkopplingskretsen begränsar bandet av förstärkta frekvenser, vilket ökar kretsens stabilitet och förhindrar självexcitering.

Vid användning av de element som anges i diagrammen gör dessa strömförsörjningar det möjligt att erhålla en stabiliserad utspänning på upp till 50 V vid en ström på 1...5 A.

Krafttransistorn är installerad på en radiator, vars yta beror på belastningsströmmen och spänningen UK3. För normal drift av stabilisatorn måste denna spänning vara minst 3 V

Vid montering av kretsen användes följande delar: trimningsmotstånd R5 och R6 av typen SPZ-19a; fasta motstånd R12 typ C5-16MV för en effekt på minst 5 W (effekten beror på strömmen i lasten), resten är från serierna MJ1T och C2-23 av motsvarande effektkondensatorer CI, C2, SZ typ K10-17, oxidpolära kondensatorer C4...C9 typ K50-35 (K50-32). Dubbla chip operationsförstärkare DA1 kan bytas ut importerad analog tsA747 eller två 140UD7 mikrokretsar; spänningsstabilisatorer: DA2 på 78L15, DA3 på 79L15. Parametrarna för nätverkstransformatorn T1 beror på den erforderliga effekt som tillförs lasten. I transformatorns sekundärlindning, efter likriktning, bör kondensator C6 ge en spänning 3...5 V större än vad som krävs vid stabilisatorns utgång.

Sammanfattningsvis kan det noteras att om strömkällan är tänkt att användas i ett brett temperaturområde (~60...+100°C), då för att få bra tekniska egenskaper Det är nödvändigt att vidta ytterligare åtgärder, bland annat att öka stabiliteten hos referensspänningarna. Detta kan göras genom att välja zenerdioder VD1, VD2 med minimal TKN, samt stabilisera strömmen genom dem.Vanligtvis utförs strömstabilisering genom zenerdioden med hjälp av fälteffekttransistor eller genom att använda en extra mikrokrets som arbetar i strömstabiliseringsläge genom en zenerdiod. Dessutom ger zenerdioder den bästa termiska stabiliteten för spänningen vid en viss punkt i deras egenskaper. I passet för precisionszenerdioder anges vanligtvis detta strömvärde och det är detta värde som måste ställas in med hjälp av trimmotstånd vid inställning av referensspänningskällan, för vilken en milliammeter tillfälligt är ansluten till zenerdiodkretsen.

Vi erbjuder ett stort urval av helautomatiska enheter med låg och hög effekt från den ledande tillverkaren ETK Energy, designade för höghastighets eliminering av strömförsörjning av dålig kvalitet genom att utjämna överspänningar och sänkningar i enfas- och trefasnätverk växelström och spänning. I de flesta fall tillhör våra Energy- och Voltron-modeller gruppen av nätverksenheter i premiumklass, men det finns också vanliga serier som är designade för att lösa problem under icke-kritiska förhållanden med kontinuerlig drift. Och idag har vi ett bra utbud av relä-, hybrid-, elektromekaniska och elektroniska (tyristor) enheter värda din uppmärksamhet. Det är möjligt att köpa en spänningsstabilisator med strömskydd i Moskva, St. Petersburg och regionerna. Utöver denna huvuduppgift att utjämna skillnader, kommer dessa stabiliserande enheter för 220V, 380V kraftnät att hjälpa till att undertrycka störningar, kvalitativt stödja en god funktion hos kontors- eller hushållsapparater under kortvariga överbelastningar och säkerställa fullständig säkerhet moderna konsumenter vid kortslutning. För detta ändamål används de bästa och mest pålitliga driftselementen vid konstruktionen av 1-fas och 3-fas elektrisk utrustning Energia och Voltron. Utbudet av framgångsrik prestanda för många märken är 100 ... 280 volt. Det finns också universella högprecisionsenheter (noggrannhet ±3, ±5 procent) med ett smidigt justeringssystem (Energy Classic och Ultra 5000, 7500, 9000, 12000, 15000, 20000) som kan stabilisera strömförsörjningen från 65V utan större svårighet .

Högkvalitativa spänningsstabilisatorer med strömskydd i vår onlinebutik presenteras i de mest populära kapaciteterna (2, 3, 5, 8, 10, 15, 20, 30 kW), som är idealiska för användning dygnet runt i kontor, hus på landet, hem och industriobjekt. Hybrid- och tyristormodeller med hög precision har en ren sinusformad signalform, på grund av vilken de framgångsrikt fungerar med enkel och mycket känslig elektrisk utrustning för olika ändamål. Bland de inhemska certifierade produkterna för variabel nätverksstabilisering finns även teknikförbättrade frostbeständiga enheter att köpa, vilket möjliggör problemfri drift vid minusgrader. Du kan köpa en spänningsstabilisator med strömskydd i Moskva, St Petersburg via vår officiella hemsida på minimipris från en pålitlig tillverkare. På grund av husets speciella struktur kan vissa enfasiga ryska märken installeras som ett standard golvmonterat alternativ eller använda en mer kompakt och bekväm monteringsmetod - på väggen (väggmonterad). I de högeffektiva linjerna där smidig utjämning av under- eller kritiskt överdriven ström tillhandahålls, finns det absolut inget flimmer av glödlampor, vilket ibland orsakar mindre olägenheter i bostadshus, lägenheter eller stugor. När det gäller ljudnivån som avges under drift av utrustningen finns det absolut tysta och billiga elektriska apparater med låg ljudnivå. Garantin för rysktillverkade enheter som rekommenderas för köp, som är mycket efterfrågade i Ryssland, är 1-3 år. Absolut alla serier är energisnåla och utrustade med en automatisk självdiagnosfunktion.