전력 인버터 등 전자 기기, 오늘날 강력한 MOSFET(전계 효과)을 사용하지 않고서는 거의 수행되지 않습니다. 이는 용접 인버터와 같은 고주파 변환기와 인터넷에 다이어그램이 가득한 다양한 수제 프로젝트에 모두 적용됩니다.

현재 생산되는 전력 반도체의 매개변수를 사용하면 최대 1000V의 전압에서 수십 및 수백 암페어의 전류를 전환할 수 있습니다. 현대 전자 시장에서 이러한 구성 요소의 선택은 상당히 넓으며 필요한 매개 변수를 가진 전계 효과 트랜지스터를 선택하는 것은 모든 자존심 있는 제조업체가 지원하기 때문에 오늘날 결코 문제가 되지 않습니다. 특정 모델전계 효과 트랜지스터 기술 문서는 제조업체의 공식 웹사이트와 공식 딜러 모두에서 항상 찾을 수 있습니다.

이러한 전력 구성 요소를 사용하여 장치 설계를 시작하기 전에 특히 특정 전계 효과 트랜지스터를 선택할 때 무엇을 다루고 있는지 정확히 알아야 합니다. 이를 위해 데이터시트를 사용합니다. 데이터시트는 전자 부품 제조업체의 공식 문서로, 제품 설명, 매개변수, 특성, 표준 구성표등.

제조업체가 데이터시트에 표시하는 매개변수와 그 의미, 필요한 사항을 살펴보겠습니다. 전계 효과 트랜지스터 IRFP460LC에 대한 데이터시트의 예를 살펴보겠습니다. 이것은 HEXFET 기술을 사용하여 만든 상당히 인기 있는 전력 트랜지스터입니다.

HEXFET은 수천 개의 병렬 연결된 육각형 모양의 MOS 트랜지스터 셀이 하나의 결정으로 구성된 결정 구조를 의미합니다. 이 솔루션을 통해 개방형 채널 저항 Rds(on)을 크게 줄이고 고전류 스위칭이 가능해졌습니다. 하지만 IR(International Rectifier)의 IRFP460LC 데이터시트에 직접 표시된 매개변수를 검토해 보겠습니다.

센티미터.

문서의 시작 부분에는 트랜지스터의 개략도가 나와 있으며 전극의 명칭은 G-gate(게이트), D-drain(드레인), S-source(소스) 및 그와 같습니다. 주요 매개 변수와 독특한 품질이 나열됩니다. 이 경우 이 N 채널 전계 효과 트랜지스터는 최대 전압 500V, 개방 채널 저항은 0.27Ω, 최대 전류는 20A로 설계되었습니다. 게이트 전하가 감소하면 이 구성 요소를 스위칭 제어를 위해 저비용 에너지로 고주파 회로에 사용됩니다. 아래는 다양한 모드에서 다양한 매개변수의 최대 허용값을 보여주는 표(그림 1)입니다.

Id @ Tc = 25°C; 연속 드레인 전류 Vgs @ 10V - 전계 효과 트랜지스터 본체 온도 25°C에서 최대 연속 드레인 전류는 20A입니다. 게이트 소스 전압 10V에서.

Id @ Tc = 100°C; 연속 드레인 전류 Vgs @ 10V - 전계 효과 트랜지스터 본체 온도 100°C에서 최대 연속 드레인 전류는 12A입니다. 게이트 소스 전압 10V에서.

Idm @ Tc = 25°C; 펄스 드레인 전류 - 전계 효과 트랜지스터 본체 온도 25°C에서 최대 펄스 단기 드레인 전류는 80A입니다. 허용 가능한 접합 온도가 유지되는 경우입니다. 그림 11은 관련 관계에 대한 설명을 제공합니다.

Pd @ Tc = 25°C 전력 소비 - 본체 온도 25°C에서 트랜지스터 본체에 의해 소비되는 최대 전력은 280W입니다.

선형 경감 계수 - 케이스 온도가 1°C 증가할 때마다 전력 손실이 2.2W씩 증가합니다.

Vgs 게이트-소스 전압 - 최대 게이트-소스 전압은 +30V보다 높거나 -30V보다 낮아서는 안 됩니다.

Eas 단일 펄스 눈사태 에너지 - 배수구에서 단일 펄스의 최대 에너지는 960mJ입니다. 설명은 그림 12(그림 12)에 나와 있습니다.

Iar 눈사태 전류 - 최대 차단 가능 전류는 20A입니다.

귀 반복 눈사태 에너지 - 배수구에서 반복되는 펄스의 최대 에너지는 28mJ(각 펄스에 대해)를 초과해서는 안 됩니다.

dv/dt 피크 다이오드 복구 dv/dt - 최고 속도드레인에서의 전압 상승은 3.5V/ns입니다.

Tj, Tstg 작동 접합 및 보관 온도 범위 – 안전한 온도 범위는 -55°C ~ +150°C입니다.

납땜 온도, 10초 - 납땜에 허용되는 최대 온도는 300°C이며 본체에서 최소 1.6mm 떨어져 있어야 합니다.

장착 토크, 6-32 또는 M3 나사 - 하우징을 고정할 때 최대 토크는 1.1Nm을 초과해서는 안 됩니다.

Rjc 접합부-케이스(칩-케이스) 0.45°C/W.

Rcs 케이스-싱크, 평면, 그리스 도포 표면(라디에이터 케이스) 0.24°C/W.

Rja Junction-to-Ambient(크리스탈-앰비언트)는 라디에이터 및 외부 조건에 따라 달라집니다.

다음 표에는 필요한 모든 내용이 포함되어 있습니다. 전기적 특성 25°C의 결정 온도에서 전계 효과 트랜지스터를 사용합니다(그림 3 참조).

V(br)dss 드레인-소스 항복 전압 - 항복이 발생하는 드레인-소스 전압은 500V입니다.

ΔV(br)dss/ΔTj 항복 전압 온도 계수 - 온도 계수, 항복 전압, 이 경우 0.59V/°C.

Rds(on) 정적 드레인-소스 온 저항 - 25°C 온도에서 개방형 채널의 드레인-소스 저항(이 경우)은 0.27Ω입니다. 온도에 따라 다르지만 이에 대해서는 나중에 자세히 설명합니다.

Vgs(th) 게이트 임계 전압 - 트랜지스터를 켜기 위한 임계 전압입니다. 게이트-소스 전압이 더 낮으면(이 경우 2~4V) 트랜지스터는 닫힌 상태로 유지됩니다.

gfs 순방향 상호 컨덕턴스 - 전달 특성의 기울기는 게이트 전압 변화에 대한 드레인 전류 변화의 비율과 같습니다. 이 경우, 50V의 드레인-소스 전압 및 20A의 드레인 전류에서 측정됩니다. 암페어/볼트 또는 지멘스 단위로 측정됩니다.

Idss 드레인-소스 누설 전류 - 드레인 누설 전류. 이는 드레인-소스 전압 및 온도에 따라 달라집니다. 마이크로암페어 단위로 측정됩니다.

Igss 게이트-소스 순방향 누설 및 게이트-소스 역방향 누설 - 게이트 누설 전류. 나노암페어 단위로 측정됩니다.

Qg 총 게이트 전하 - 트랜지스터를 열기 위해 게이트에 제공되어야 하는 전하입니다.

Qgs 게이트-소스 전하 - 게이트-소스 캐패시턴스의 전하입니다.

Qgd 게이트-드레인("밀러") 충전 - 해당 게이트-드레인 충전(밀러 커패시턴스)

이 경우 이러한 매개변수는 400V의 드레인-소스 전압과 20A의 드레인 전류에서 측정됩니다. 그림 6은 게이트-소스 전압과 20A의 드레인 전류 사이의 관계에 대한 설명을 제공합니다. 완전 충전게이트 Qg 총 게이트 전하, 그림 13a 및 b는 이러한 측정값의 다이어그램과 그래프를 보여줍니다.

td(on) 턴온 지연 시간 - 트랜지스터 개방 시간.

tr 상승 시간 - 개방 펄스(리딩 에지)의 상승 시간입니다.

td(off) 끄기 지연 시간 - 트랜지스터 폐쇄 시간.

tf 하강 시간 - 펄스 감쇠 시간(트랜지스터 폐쇄, 트레일링 에지).

이 경우 측정은 공급 전압 250V, 드레인 전류 20A, 게이트 저항 4.3Ω, 드레인 저항 20Ω에서 수행되었습니다. 다이어그램과 그래프는 그림 10a와 b에 나와 있습니다.

Ld 내부 드레인 인덕턴스 - 드레인 인덕턴스.

Ls 내부 소스 인덕턴스 - 소스 인덕턴스.

이러한 매개변수는 트랜지스터 하우징의 설계에 따라 달라집니다. 이는 스위치의 타이밍 매개변수와 직접적인 관련이 있기 때문에 드라이버를 설계할 때 중요하며, 고주파 회로를 개발할 때 특히 그렇습니다.

Crss 역방향 전달 커패시턴스 - 게이트-드레인 용량(밀러 커패시턴스).

이러한 측정은 25V의 드레인-소스 전압으로 1MHz의 주파수에서 수행되었습니다. 그림 5는 이러한 매개변수가 드레인-소스 전압에 미치는 영향을 보여줍니다.

다음 표(그림 4 참조)는 일반적으로 소스와 드레인 사이에 위치하는 전계 효과 트랜지스터의 통합 내부 다이오드의 특성을 설명합니다.

연속 소스 전류(바디 다이오드) - 최대 연속 다이오드 전류입니다.

Ism 펄스 소스 전류(바디 다이오드) - 최대 허용 임펄스 전류다이오드를 통해.

Vsd 다이오드 순방향 전압은 게이트가 0V일 때 25°C 및 20A 드레인 전류에서 다이오드 전체의 순방향 전압 강하입니다.

trr 역방향 복구 시간 - 다이오드 역방향 복구 시간.

Qrr 역회복 충전 - 다이오드 회복 충전.

톤 순방향 턴온 시간 - 다이오드의 턴온 시간은 주로 드레인 및 소스 인덕턴스에 의해 결정됩니다.

드레인 전류 제한은 20μs의 펄스 지속 시간 동안 드레인-소스 전압과 게이트-소스 전압의 함수로 제공됩니다. 첫 번째 사진은 25°C의 온도이고 두 번째 사진은 150°C의 온도입니다. 채널 개방의 제어 가능성에 대한 온도의 영향은 명백합니다.

그림 6은 이 전계 효과 트랜지스터의 전달 특성을 그래픽으로 보여줍니다. 분명히 게이트-소스 전압이 10V에 가까울수록 트랜지스터가 더 잘 열립니다. 온도의 영향도 여기에서 아주 명확하게 볼 수 있습니다.

그림 7은 20A의 드레인 전류에서 온도에 따른 개방 채널 저항의 의존성을 보여줍니다. 분명히 온도가 증가함에 따라 채널 저항도 증가합니다.

그림 9는 내부 다이오드의 순방향 전압 강하가 드레인 전류와 온도에 미치는 영향을 보여줍니다. 그림 8은 면적을 보여줍니다. 안전한 작업개방 상태 시간의 지속 시간, 드레인 전류의 크기 및 드레인-소스 전압에 따라 트랜지스터.

그림 11은 케이스 온도에 따른 최대 드레인 전류를 보여줍니다.

그림 a와 b는 게이트 전압을 높이는 과정과 게이트 커패시턴스를 0으로 방전하는 과정에서 트랜지스터가 열리는 타이밍 다이어그램을 보여주는 측정 다이어그램과 그래프를 나타냅니다.

그림 14는 차단된 전류 및 온도 값에 대한 최대 허용 펄스 에너지의 의존성을 보여줍니다.

그림 a와 b는 게이트 전하 측정의 그래프와 다이어그램을 보여줍니다.

그림 16은 매개변수 측정 다이어그램과 트랜지스터 내부 다이오드의 일반적인 과도 현상 그래프를 보여줍니다.

마지막 그림은 IRFP460LC 트랜지스터의 본체, 크기, 단자 사이의 거리, 번호 매기기(1-게이트, 2-드레인, 3-소스)를 보여줍니다.

따라서 데이터시트를 읽은 후 각 개발자는 설계 또는 수리 중인 전력 변환기 또는 기타 전력 펄스 변환기에 적합한 전력 여부, 전계 효과 또는 IGBT 트랜지스터를 선택할 수 있습니다.

전계 효과 트랜지스터의 매개변수를 알면 드라이버를 능숙하게 개발하고, 컨트롤러를 구성하고, 열 계산을 수행하고, 불필요한 라디에이터를 설치할 필요 없이 적합한 라디에이터를 선택할 수 있습니다.

전계 효과 트랜지스터는 종방향 전기장의 작용 하에서 주 전하 캐리어에 의해서만 전류가 생성되고, 이 전류는 가해지는 전압에 의해 생성되는 횡방향 전기장에 의해 제어되는 반도체 소자입니다. 제어 전극.

몇 가지 정의:

주 전하 캐리어가 흐르는 전계 효과 트랜지스터의 단자를 소스라고 합니다.

주 전하 캐리어가 흐르는 전계 효과 트랜지스터의 단자를 드레인이라고 합니다.

전계 효과 트랜지스터의 단자에 제어 전압이 인가되어 횡방향 전계가 생성되는 부분을 게이트라고 합니다.

p-n 접합 사이에서 주 전하 캐리어가 이동하는 반도체 부분을 전계 효과 트랜지스터 채널이라고 합니다.

따라서 전계 효과 트랜지스터는 p형 채널 트랜지스터와 n형 채널 트랜지스터로 구분됩니다.

n형 채널을 갖는 트랜지스터의 예를 사용하여 작동 원리를 고려해 보겠습니다.

1) 우지 = 0; Ic1 = 최대;

2) |우지| > 0; IC2< Ic1

3) |우지| >> 0; IC3 = 0

접합이 닫히도록 전압이 항상 게이트에 적용됩니다. 드레인과 소스 사이의 전압은 종방향 전기장을 생성하고 이로 인해 주 전하 캐리어가 채널을 통해 이동하여 드레인 전류를 생성합니다.

1) 게이트에 전압이 없으면 pn 접합은 자체 내부 필드에 의해 닫히고 너비는 최소이며 채널 너비는 최대이고 드레인 전류는 최대입니다.

2) 게이트의 차단 전압이 증가하는 경우 너비 p-n전환이 증가하고 채널 폭과 드레인 전류가 감소합니다.

3) 충분히 높은 게이트 전압에서 폭은 p-n 접합너무 많이 증가하여 병합될 수 있으므로 드레인 전류는 0이 됩니다.

드레인 전류가 0이 되는 게이트 전압을 컷오프 전압이라고 합니다.

결론: 전계 효과 트랜지스터는 제어된 반도체 장치입니다. 게이트의 전압을 변경하면 드레인 전류를 줄일 수 있으므로 전계 효과 트랜지스터는 다음과 같이 말하는 것이 일반적입니다. p-n 관리자전환은 채널 고갈 모드에서만 작동합니다.

전계 효과 트랜지스터의 높은 입력 저항을 설명하는 방법은 무엇입니까?

왜냐하면 전계 효과 트랜지스터는 전계에 의해 제어되므로 제어 전극에는 누설 전류를 제외하고는 사실상 전류가 없습니다. 따라서 전계 효과 트랜지스터는 약 1014Ω의 높은 입력 저항을 갖습니다.

전계 효과 트랜지스터의 드레인 전류는 어떻게 결정됩니까?

공급된 전압 U si 및 U z에 따라 달라집니다.

전계 효과 트랜지스터를 연결하는 회로.

전계 효과 트랜지스터는 공통 소스(CS), 공통 드레인(OC) 및 공통 게이트(G)의 세 가지 주요 회로 중 하나에 연결될 수 있습니다.

실제로 OE가 있는 바이폴라 트랜지스터가 있는 회로와 유사하게 OE가 있는 회로가 가장 자주 사용됩니다. 공통 소스 캐스케이드는 매우 큰 전류 및 전력 증폭을 제공합니다. OZ 구성표는 OB 구성표와 유사합니다. 전류 증폭을 제공하지 않으므로 전력 증폭은 OI 회로보다 몇 배나 적습니다. OZ 캐스케이드는 입력 임피던스가 낮아 증폭 기술에서의 실용성이 제한적입니다.

전계 효과 트랜지스터와 바이폴라 트랜지스터의 차이점은 무엇입니까?

전계 효과 트랜지스터에서는 베이스 전류가 아닌 인가된 전압에 의해 생성된 전계에 의해 전류 제어가 수행됩니다. 따라서 제어전극에는 누설전류를 제외하고는 전류가 거의 흐르지 않습니다.

트랜지스터의 정적 스위칭 모드. 전계 효과 트랜지스터의 정적 특성.

주요 특징은 다음과 같습니다.

드레인-게이트 특성(그림 a)은 n형 채널을 갖는 트랜지스터의 게이트 전압(Uс)에 대한 드레인 전류(Ic)의 의존성입니다.

드레인 특성(그림 b)은 다음에서 Uс에 대한 Ic의 의존성입니다. 정전압게이트 Ic = f(Usi)에서 Uzi = Const.

주요 매개변수:

차단 전압.

게이트 특성의 기울기. 게이트 전압이 1V 변할 때 드레인 전류가 몇 밀리암페어(mA) 변하는지 보여줍니다.

전계 효과 트랜지스터의 내부 저항(또는 출력)

입력 임피던스

전압 드레인 전류의 영향을 설명하십시오. 유 지 그리고 유 시 .

제어되는 트랜지스터의 입력 전압의 영향이 그림에 설명되어 있습니다.

트랜지스터의 세 가지 주요 작동 모드.

다양한 유형의 전계 효과 트랜지스터와 다양한 외부 전압에서 게이트는 채널에 두 가지 유형의 영향을 미칠 수 있습니다. 첫 번째 경우(예를 들어 해당 전극의 전압에서 제어 pn 접합이 있는 전계 효과 트랜지스터) 그림 2-1.5) 채널을 통한 전류 흐름을 방지하여 채널을 통과하는 전하 캐리어의 수를 줄입니다(이 모드를 채널 고갈 모드) 두 번째 경우 (예 : 그림 2-1.7에 따라 연결된 유도 채널이있는 MOS 트랜지스터)에서 게이트는 반대로 채널을 통한 전류 흐름을 자극하여 전하 수를 증가시킵니다. 흐름의 캐리어( 채널 강화 모드). 종종 그들은 단지 이것에 대해 이야기합니다. 린 모드 그리고 농축 모드 . 유도 채널이 있는 MOS 트랜지스터는 채널 농축 모드의 경우에만 활성 모드에 있을 수 있으며 내장 채널이 있는 MOS 트랜지스터의 경우 이는 농축 모드와 공핍 모드가 모두 될 수 있습니다. pn 접합 전계 효과 트랜지스터에서 접합에 순방향 바이어스를 적용하려고 하면 접합이 열리고 게이트 회로에 상당한 전류가 흐르게 됩니다. 이 경우 트랜지스터의 실제 프로세스는 설계에 크게 의존하고 거의 문서화되지 않으며 예측하기 어렵습니다. 따라서 제어 접합이 있는 전계 효과 트랜지스터의 강화 모드에 대해 이야기하는 것은 허용되지 않으며 단순히 의미가 없습니다.

채도 모드 - 바이폴라 장치의 경우와 같이 전체 트랜지스터의 상태가 아니라 소스와 드레인 사이의 전류 전달 채널의 상태만을 특성화합니다. 이 모드주 전하 캐리어가 있는 채널의 포화에 해당합니다. 이와 같은 현상은 포화반도체의 가장 중요한 물리적 특성 중 하나입니다. 외부 전압이 반도체 채널에 가해지면 그 안의 전류는 특정 한계까지만 이 전압에 선형적으로 의존한다는 것이 밝혀졌습니다. 포화 전압), 이 한계에 도달하면 안정화되고 구조가 파손될 때까지 실질적으로 변경되지 않은 상태로 유지됩니다. 전계 효과 트랜지스터에 적용될 때 이는 드레인-소스 전압이 특정 임계값 레벨을 초과하면 회로의 전류에 영향을 미치지 않는다는 것을 의미합니다. 바이폴라 트랜지스터의 경우 포화 모드가 증폭 특성의 완전한 손실을 의미한다면 필드 트랜지스터의 경우에는 그렇지 않습니다. 여기서는 반대로 채널 포화로 인해 이득이 증가하고 비선형 왜곡이 감소합니다. 드레인-소스 전압이 포화 상태에 도달할 때까지 채널을 통과하는 전류는 전압이 증가함에 따라 선형적으로 증가합니다(즉, 기존 저항과 동일한 방식으로 동작합니다). 저자는 전계 효과 트랜지스터의 이 상태(전류가 채널을 통해 흐르지만 채널이 불포화인 경우)에 대해 확립된 이름을 알지 못합니다. 채도가 낮은 채널 모드(전계 효과 트랜지스터의 아날로그 스위치에 적용됩니다). 채널 포화 모드는 일반적으로 전계 효과 트랜지스터가 증폭기 회로에 연결된 경우 정상이므로 앞으로 회로에서 트랜지스터의 작동을 고려할 때 이를 크게 강조하지 않을 것입니다. 이는 드레인 사이에 전압이 있음을 의미합니다. 채널을 포화시키기에 충분한 트랜지스터의 소스.

트랜지스터의 주요 작동 모드의 특징은 무엇입니까?

트랜지스터의 주요 작동 모드는 완전히 열리거나 완전히 닫힐 수 있는 모드이며, 이상적으로는 부품이 부분적으로 열리는 중간 상태가 없습니다. 정적 모드에서 트랜지스터에서 방출되는 전력은 드레인-소스 단자를 통해 흐르는 전류와 이들 단자 사이에 인가되는 전압의 곱과 같습니다.

이상적인 경우에는 트랜지스터가 열려 있을 때, 즉 포화 모드에서는 드레인-소스 단자 사이의 저항이 0이 되는 경향이 있습니다. 개방 상태에서의 전력 손실은 0과 동일한 전압과 일정량의 전류의 곱입니다. 따라서 전력 손실은 0입니다.

이상적으로는 트랜지스터가 닫힐 때, 즉 컷오프 모드에서는 드레인-소스 단자 사이의 저항이 무한대가 되는 경향이 있습니다. 닫힌 상태의 전력 손실은 특정 전압 값과 0인 전류 값의 곱입니다. 따라서 전력 손실은 0입니다.

스위칭 모드에서 이상적으로는 트랜지스터의 전력 손실이 0인 것으로 나타났습니다.

증폭기단이란 무엇입니까?

전기 신호의 매개변수를 증가시키도록 설계된 여러 증폭기의 연결입니다. 이는 사전 증폭 단계와 출력 단계로 구분됩니다. 첫 번째 단계는 신호 전압 레벨을 높이도록 설계되었으며 출력 단계는 필요한 전류 또는 신호 전력을 얻도록 설계되었습니다.

전계 효과 트랜지스터의 정적 매개 변수에 대한 관심 p-n- 초기 드레인 전류 및 차단 전압과 같은 게이트에서의 전이는 엔지니어 및 무선 아마추어에 의해 가장 자주 나타나거나 트랜지스터 비교를 위한 참고서에 제공되는 특성으로 나타납니다. 다양한 방식또는 차동 스테이지에 대해 유사한 매개변수를 가진 트랜지스터 선택과 관련하여. 이 기사에서는 전계 효과 트랜지스터를 기반으로 회로를 계산할 때 정적 매개변수를 사용하는 방법에 대해 설명합니다.

정의

~에 그림 1.전계 효과 트랜지스터의 기존 그래픽 지정 N-채널 및 매니저 p-n- 게이트에서 전환:

그림 1

따라서 결론의 지정은 다음과 같습니다.

G(게이트) - 셔터;
에스(출처) - 출처;
디(배수) - 배수.

전계 효과 트랜지스터의 주요 정적 매개 변수 p-n- 게이트의 접합은 초기 드레인 전류와 차단 전압입니다. 전계 효과 트랜지스터의 초기 드레인 전류는 주어진 일정한 드레인-소스 전압과 0 게이트-소스 전압에서 채널을 통해 흐르는 전류로 정의됩니다. 영어 기술 문서에서 이 매개변수는 다음과 같이 지정됩니다. 나는 DSS.

컷오프 전압은 게이트-소스 전압의 임계값으로, 이에 도달하면 전계 효과 트랜지스터의 채널을 통과하는 전류가 더 이상 변하지 않고 실질적으로 0이 됩니다. 이는 또한 드레인-소스 전압의 고정된 값에서 측정되며 영어 문서에서는 다음과 같이 지정됩니다. V GS(꺼짐)또는 덜 자주 브이피.

증폭 요소로서 전계 효과 트랜지스터는 충분히 높은 드레인-소스 전압에서 작동합니다. VDS- 트랜지스터 출력 특성군 그래프에서 이 전압 값은 포화 영역에 위치합니다. 이는 전계 효과 트랜지스터 채널을 통과하는 전류량이 드레인 전류임을 의미합니다. ID, - 주로 게이트-소스 전압의 크기에만 의존합니다. VGS. 전계 효과 트랜지스터의 드레인 전류의 의존성 ID입력 게이트-소스 전압에서 VGS트랜지스터의 소위 전달 특성을 설명합니다. 제어 기능이 있는 트랜지스터의 경우 p-n-transition은 일반적으로 다음 식으로 근사화됩니다.

따라서 게이트의 전압 변화에 따른 전계 효과 트랜지스터의 드레인 전류는 이차 법칙에 따라 변합니다. 그래픽적으로 이러한 의존성은 다음과 같이 설명됩니다. 그림 2도표:

그림 2. 초기 드레인 전류 IDSS = 9.5mA 및 차단 전압 VGS(off) = -2.8V를 사용하는 2차 함수를 통해 게이트-소스 전압 VGS에 대한 드레인 전류 ID의 의존성을 근사하는 예입니다.

이러한 드레인 전류의 변화에서 ID게이트-소스 전압이 변경됨에 따라 VGS전계 효과 트랜지스터의 증폭 특성이 나타납니다. 정량적으로 이러한 속성은 다음과 같이 정의되는 기울기와 같은 매개변수로 특징지어집니다.

전계 효과 트랜지스터의 정적 매개변수로 표현된 기울기 값은 분명합니다. 나는 DSS그리고 V GS(꺼짐)는 전달 특성에 대한 표현을 미분하여 얻을 수 있습니다. (1) 에 의해 dV GS:

즉, 초기 드레인 전류 값이 알려진 트랜지스터의 경우 나는 DSS및 컷오프 전압 V GS(꺼짐)주어진 게이트-소스 전압에서 VGS전달 특성의 기울기는 다음 공식을 사용하여 계산할 수 있습니다.

또는 평등이 주어지면:

주어진 드레인 전류에서 상호 컨덕턴스에 대한 또 다른 표현을 얻습니다. ID:

작동점 설정

~에 그림 3전계 효과 트랜지스터를 제어 장치와 연결하기 위한 기본 회로를 보여줍니다. p-n- 게이트에서 전환:

a) 공통 소스를 사용한 증폭 단계
b) 소스 팔로어;
c) 2단자 네트워크 - 전류 안정 장치.

그림 3 전계 효과 트랜지스터를 게이트의 제어 p-n 접합과 연결하기 위한 기본 회로.

이 모든 회로에서 필요한 드레인 전류 값을 설정하려면 ID소스 회로에 포함된 저항기 역할을 합니다. RS. 전계 효과 트랜지스터의 게이트 전위는 이 저항기의 하단 단자 전위와 동일하므로 드레인 전류는 ID, 게이트 소스 전압 VGS그리고 저항 RS옴의 법칙에 의해 기본적으로 연결됩니다.

저항 계산 RS필요한 드레인 전류를 설정하려면 ID초기 드레인 전류 값이 알려진 전계 효과 트랜지스터의 경우 나는 DSS및 컷오프 전압 V GS(꺼짐)전달 특성에 대한 표현을 기반으로 유도할 수도 있습니다. (1) :

우리가 평등을 얻는 이유는 다음과 같습니다.

평등의 양면을 나누자 (6) ~에 RS그리고 표현을 고려하면 (5) , 우리는 다음을 얻습니다:

따라서 저항값의 표현은 다음과 같습니다. RS다음과 같은 형식을 취하게 됩니다.

이론과 실습

위의 수학적 계산을 바탕으로 초기 드레인 전류 값을 측정하면 다음과 같이 가정하는 것이 논리적입니다. 나는 DSS및 컷오프 전압 V GS(꺼짐)— 제어 기능이 있는 전계 효과 트랜지스터의 주요 정적 매개변수 p-n- 게이트에서의 전이 - 주어진 동작점에서 트랜지스터 전달 특성의 기울기를 결정하거나 필요한 기울기 값을 얻기 위해 트랜지스터의 동작점을 설정하고 다른 회로 요소의 매개변수를 계산하는 등의 작업을 수행할 수 있습니다. 그러나 실제 결과는 계산된 결과와는 거리가 먼 경우가 많습니다.

이론과 실제 사이의 이러한 불일치는 전계 효과 트랜지스터 작동 주제에 관한 여러 권위 있는 출판물에서도 언급됩니다. 예를 들어, 같은 단락에는 전계 효과 트랜지스터의 전달 특성이 다음과 같은 진술도 포함되어 있습니다. “2차 의존성에 의해 매우 정확하게 결정됨”공식에 따르면 (1) , 실제로 장치를 사용하여 해당 차단 전압 값을 고정해야 한다는 주의 사항 V GS(꺼짐)매우 어렵기 때문에 게이트-소스 전압은 일반적으로 다음과 같이 측정됩니다. I D = 0.1·I DSS, 이 값을 공식에 ​​대입하면 (1) , 다음 공식을 사용하여 해당 차단 전압 값을 계산합니다.

또한 컷오프 전압의 측정값도 주목됩니다. V GS(꺼짐), 드레인 전류의 크기는 ID 0 또는 수 마이크로암페어와 같아지고, "항상 평등을 만족시키는 것은 아니다 (1) 따라서 V GS의 함수로 값을 계산하고 결과 직선을 현재 값 I D =0″으로 외삽하는 것이 더 편리합니다..

우리가 가장 많이 이야기하고 있기 때문에 정확한 정의제어 기능을 갖춘 전계 효과 트랜지스터의 전달 특성 p-n- 게이트에서 전환한 다음 차단 전압 값 V GS(꺼짐)특정 트랜지스터는 표현식의 매개변수로만 중요합니다. (1) , 이 표현은 이 트랜지스터의 실제 전달 특성과 가장 밀접하게 일치합니다. 초기 드레인 전류 값에 대해서도 마찬가지입니다. 나는 DSS. 따라서 전계 효과 트랜지스터의 정적 매개변수를 직접 측정하는 것은 실질적인 의미가 별로 없다는 것이 밝혀질 수 있습니다. 왜냐하면 이러한 매개변수는 트랜지스터의 전달 특성을 충분한 정확도로 설명하지 않기 때문입니다.

실제로 제어 기능이 있는 전계 효과 트랜지스터를 기반으로 증폭기 스테이지의 회로를 설계할 때 p-n- 게이트를 켜면 게이트-소스 전압이 작동 모드로 선택되지 않습니다. VGS차단전압에 가까웠다 V GS(꺼짐)아니면 0으로. 따라서 전달 특성을 설명할 필요가 없습니다. (1) 부터 전체 길이를 따라 아이디=0~ 전에 I D =I DSS, 특정 작업 영역에 대해 이 작업을 수행하는 것으로 충분합니다. 나는 D1 =I D (V GS1)~ 전에 나는 D2 =I D (V GS2). 이를 위해 다음 문제를 해결해 보겠습니다.

측정을 통해 드레인 전류 값을 얻습니다. 나는 D1그리고 나는 D2서로 떨어져 있는 두 값의 게이트-소스 전압에 대해 각각 VGS1그리고 VGS2:

연립방정식을 푼 후 (9) 초기 드레인 전류와 컷오프 전압의 값에 대해 실제 전달 특성과 더 일치하는 공식 매개변수를 얻습니다. (1) .

먼저 값을 결정해 보겠습니다. 이를 위해 두 번째 방정식을 첫 번째 방정식으로 나누어서 미지수가 하나인 하나의 방정식을 얻습니다. 이를 해결합니다.

따라서 공식에 대한 차단 전압의 원하는 값은 (1) 다음 표현식에 의해 결정됩니다.

그리고 다음 식으로 구한 값을 대입하여 초기 드레인 전류의 해당 값을 계산합니다. (10) 컷오프 전압 값을 공식에서 얻은 다음 식으로 표현합니다. (1) :

실험 데이터

수식으로 계산 (10) 그리고 (11) 공식에 대입한 후의 컷오프 전압 및 초기 드레인 전류 값 (1) 실제 전계 효과 트랜지스터의 전달 특성에 대한 이 공식의 보다 정확한 대응을 제공해야 합니다. 이를 확인하기 위해 4가지 유형의 12개 전계 효과 트랜지스터 매개변수(각 유형당 3개의 트랜지스터)에 대한 제어 측정이 수행되었습니다.

각 트랜지스터의 측정 순서는 다음과 같다. 먼저 초기 드레인 전류를 측정했습니다. 나는 DSS컷오프 전압 V GS(꺼짐)전계 효과 트랜지스터. 그런 다음 게이트-소스 전압을 측정했습니다. VGS1그리고 VGS2두 개의 해당 드레인 전류 값에 대해 나는 D1그리고 나는 D2, 0 값에서 다소 떨어져 있음 V GS =V GS(꺼짐)및 초기 드레인 전류 나는 DSS. 치환 VGS1, VGS2, 나는 D1그리고 나는 D2수식으로 (10) 그리고 (11) 필요한 값을 제공하고 . 전계 효과 트랜지스터의 매개 변수 쌍이 무엇인지 비교할 수 있으려면 - 나는 DSS그리고 V GS(꺼짐)또는 및 , - 공식에 대체한 후 (1) 실제 전계 효과 트랜지스터의 전달 특성에 대한 이 공식의 보다 정확한 대응을 제공하며, 전계 효과 트랜지스터의 드레인 전류는 초기 드레인 전류 측정 값의 거의 절반과 동일하게 설정되었습니다. 나는 DSS즉, 트랜지스터의 전달 특성의 중간 어딘가에 이 전류에 해당하는 게이트-소스 전압을 측정합니다. 이렇게 해서 얻은 값 나는 D0그리고 VGS0전달 특성에 대한 전계 효과 트랜지스터의 임의로 선택된 작동 지점의 좌표입니다. 이제 남은 것은 값을 대체하는 것입니다. VGS0공식에 (1) 먼저 몇 가지 매개변수를 사용하여 나는 DSS그리고 V GS(꺼짐), 그리고 , 그리고 계산된 두 드레인 전류 값을 측정된 값과 비교합니다. 나는 D0.

12개의 전계 효과 트랜지스터의 매개변수 측정 결과는 아래 표에 나와 있습니다.

№	트랜지스터	정적 매개변수의 측정값		공식에 따른 정적 매개변수의 값 (10) 그리고 (11)		VGS0, 안에	나는 D0, 엄마	드레인 전류값 ID, 공식으로 계산 (1) 매개변수 포함 나는 DSS그리고 V GS(꺼짐)		드레인 전류값 ID, 공식으로 계산 (1) 매개변수 포함 I'DSS그리고 V' GS(오프)
		나는 DSS, 엄마	V GS(꺼짐) , 안에	나는 DSS, 엄마	V' GS(오프) , 안에			ID, 엄마	오류, %	ID 엄마	오류, %
1	KP303V	2,95	-1,23	2,98	-1,35	-0,40	1,52	1,33	-12,5	1,47	-3,6
2	KP303V	2,89	-1,20	2,95	-1,32	-0,40	1,48	1,28	-13,1	1,43	-3,2
3	KP303V	2,66	-1,16	2,70	-1,24	-0,36	1,41	1,26	-10,2	1,35	-3,8
4	2P303E	12,06	-4,26	12,73	-4,90	-1,49	6,49	5,09	-21,5	6,16	-5,2
5	2P303E	11,24	-3,94	11,69	-4,50	-1,37	6,06	4,79	-20,9	5,67	-6,5
6	2P303E	10,92	-3,77	11,26	-4,31	-1,29	5,91	4,73	-20,0	5,53	-6,3
7	2N3819	10,64	-3,47	10,76	-3,91	-1,08	5,90	5,05	-14,4	5,64	-4,4
8	2N3819	10,22	-3,51	10,29	-3,90	-1,06	5,73	4,98	-13,1	5,46	-4,8
9	2N3819	10,30	-3,38	10,46	-3,80	-1,07	5,67	4,81	-15,2	5,40	-4,8
10	2N4416A	8,79	-2,98	9,05	-3,27	-1,04	4,46	3,71	-16,9	4,20	-5,9
11	2N4416A	10,10	-3,22	10,31	-3,55	-1,18	4,98	4,04	-19,0	4,58	-8,0
12	2N4416A	10,92	-3,93	12,66	-4,32	-1,63	5,36	4,09	-23,6	4,92	-8,2

색상으로 강조 표시된 오류 값은 그 자체로 나타납니다. 에 표시된 것과 유사한 전달 특성 그래프를 비교하면 그림 2, 값(; )으로 구성된 선은 점( VGS0; 나는 D0)보다 컷오프 전압과 초기 드레인 전류의 측정값( V GS(꺼짐); 나는 DSS).

포인트( VGS1; 나는 D1) 그리고 ( VGS2; 나는 D2) 실제 회로에서 작동할 전계 효과 트랜지스터의 전달 특성의 더 좁은 부분의 경계를 취합니다. 특히 주목해야 할 점은 이 방법전계 효과 트랜지스터의 정적 매개변수를 결정하는 것은 초기 드레인 전류가 큰 트랜지스터의 경우 필수적입니다. J310.

©Zadorozhny Sergey Mikhailovich, 2012, 키예프

문학:

1. 보차로프 L.N., “ 전계 효과 트랜지스터"; 모스크바, 출판사 "Radio and Communications", 1984;
2. Tietze U., Schenk K., "반도체 회로 기술"; 독일어 번역; 모스크바, 출판사 "미르", 1982.

이름을 얼마나 자주 들어보셨나요? MOS, MOSFET, MOS, 전계 효과 트랜지스터, MOS 트랜지스터, 절연 게이트 트랜지스터? 예, 예... 이것들은 모두 동의어이며 동일한 라디오 요소를 나타냅니다.

영어로 된 이러한 라디오 요소의 전체 이름은 다음과 같습니다. 중에탈 영형자이드 에스반도체 에프필드 이자형효과 티트랜지스터(MOSFET), 문자 그대로 번역하면 금속 산화물 반도체 장 영향 트랜지스터처럼 들립니다. 그것을 우리의 강력한 러시아어로 변환하면 다음과 같습니다. 금속 산화물 반도체 구조의 전계 효과 트랜지스터아니면 단순히 MOSFET;-). MOSFET이라고도 불리는 이유 MOS 트랜지스터그리고 ? 이것은 무엇과 관련이 있습니까? 우리 기사에서 이러한 내용과 기타 사항에 대해 배울 것입니다. 다른 탭으로 전환하지 마세요! ;-)

MOSFET의 유형

MOS 트랜지스터 제품군에는 주로 4가지 유형이 있습니다.

1) 유도된 채널이 있는 N-채널

2) 유도된 채널이 있는 P-채널

3) 채널이 내장된 N채널

4) 채널이 내장된 P 채널

아시다시피 유일한 차이점은 채널 자체를 지정하는 것뿐입니다. 유도된 채널의 경우 점선으로 표시되고, 통합된 채널의 경우 실선으로 표시됩니다.

안에 현대 세계내장형 채널이 있는 MOSFET은 점점 더 자주 사용되므로 이 기사에서는 이에 대해 다루지 않고 유도 채널이 있는 N 및 P 채널 트랜지스터만 고려합니다.

'MOP'라는 이름은 어디서 유래했나요?

유도 채널이 있는 가장 일반적인 N채널 MOS 트랜지스터를 사용하는 MOS 트랜지스터에 대한 일련의 기사를 시작하겠습니다. 가다!

얇고 얇은 칼을 들고 MOS 트랜지스터를 세로로 자르면 다음과 같은 그림을 볼 수 있습니다.

테이블 위에 있는 음식의 관점에서 볼 때 MOSFET은 샌드위치처럼 보입니다. P형 반도체는 두꺼운 빵 조각이고 유전체는 얇은 소시지 조각이며 그 위에 또 다른 금속 층인 얇은 치즈 조각을 놓습니다. 그리고 우리는 이 샌드위치를 ​​얻습니다:

트랜지스터의 구조는 위에서 아래로 어떻게 될까요? 치즈는 금속, 소시지는 유전체, 빵은 반도체입니다. 따라서 우리는 금속-유전체-반도체를 얻습니다. 그리고 각 이름의 첫 글자를 따면 MDP가 됩니다. 중금속- 디그리고 전기 기술자- 피반도체 맞죠? 이는 이러한 트랜지스터를 첫 글자로 MOS 트랜지스터라고 부를 수 있음을 의미합니다. ;-). 그리고 매우 얇은 산화 규소 (SiO 2) 층이 유전체로 사용되기 때문에 거의 유리라고 말할 수 있으며 "유전체"라는 이름 대신 "산화물, 산화물"이라는 이름을 사용하여 밝혀졌습니다. 중금속- 에 대한젤리- 피반도체, 줄여서 MOS. 자, 이제 모든 것이 제자리에 놓였습니다 ;-)

MOSFET 트랜지스터의 구조

MOSFET의 구조를 다시 살펴보겠습니다.

우리는 P 전도성 반도체 물질의 "벽돌"을 가지고 있습니다. 기억하시겠지만, P형 반도체의 주요 캐리어는 정공이므로 농도는 다음과 같습니다. 이 자료전자보다 훨씬 더. 그러나 P 반도체에도 전자가 존재합니다. 기억하시겠지만, P 반도체의 전자는 마이너 미디어홀에 비해 농도가 매우 작습니다. P 반도체의 "브릭"은 다음과 같습니다. 기판. 다른 레이어가 생성되기 때문에 MOS 트랜지스터의 기초입니다. 동일한 이름의 핀이 기판에서 나옵니다.

다른 층은 N+ 유형 재료, 유전체, 금속입니다. 왜 N+가 아니고 N+인가요? 사실 이 물질은 고농도로 도핑되어 있습니다. 즉, 이 반도체의 전자 농도가 매우 높습니다. 가장자리에 위치한 N+형 반도체에는 소스(Source)와 드레인(Drain)이라는 두 개의 단자가 있습니다.

소스와 드레인 사이에는 유전체를 통과하는 금속판이 있으며, 여기에서 출력이 발생하며 이를 게이트라고 합니다. 게이트와 다른 터미널 사이에는 전기적 연결이 없습니다. 게이트는 일반적으로 트랜지스터의 모든 단자로부터 절연되어 있으므로 MOSFET이라고도 합니다. 절연 게이트 트랜지스터.

MOSFET 기판

그래서 위 그림을 보면 회로의 MOSFET에 4개의 단자(소스, 드레인, 게이트, 기판)가 있지만 실제로는 3개만 있는 것을 알 수 있습니다. 농담인가요? 요점은 기판이 일반적으로 소스에 연결된다는 것입니다. 때로는 개발 단계에서 트랜지스터 자체에서 이미 이러한 작업이 수행되는 경우도 있습니다. 소스가 기판에 연결되어 있기 때문에 드레인과 소스 사이에 다이오드가 형성되는데, 이는 때때로 다이어그램에 표시되지 않지만 항상 존재합니다.

따라서 MOS 트랜지스터를 회로에 연결할 때 핀아웃을 관찰할 필요가 있습니다.

MOSFET 트랜지스터의 작동 원리

여기서와 모든 것이 동일합니다. 소스는 주 전하 캐리어가 경로를 시작하는 출력이고, 드레인은 전하 캐리어가 흐르는 출력이며, 게이트는 주 캐리어의 흐름을 제어하는 ​​출력입니다.

셔터가 아직 어디에도 연결되어 있지 않다고 가정해 보겠습니다. Source-Drain을 통해 전자의 이동을 조정하려면 Bat 전원이 필요합니다.

트랜지스터를 기반으로 한 다이오드의 관점에서 트랜지스터를 고려하면 그림에 대한 등가 회로를 그릴 수 있습니다. 다음과 같이 보일 것입니다:

어디

I-소스, P-기판, S-싱크.

보시다시피 다이오드 VD2가 반전되었으므로 전기아무데도 흐르지 않을 것입니다.

따라서 이 계획에서는

전류의 움직임은 예상되지 않습니다.

하지만…

MOSFET의 채널 유도

게이트에 특정 전압을 가하면 기판에서 마법의 변형이 시작됩니다. 시작이다 유도 채널.

유도, 유도 - 문자 그대로 "지도", "영향력"을 의미합니다. 이 용어는 자극 대상(인덕터)이 있는 상태에서 물체의 일부 특성이나 활동이 자극되는 것을 의미하지만 직접적인 접촉(예: 전기장을 통해)은 없습니다. 마지막 표현은 "전기장을 통해"라는 더 깊은 의미를 갖습니다.

또한 다양한 표지판의 요금이 어떻게 작동하는지 기억하는 것도 우리에게 해를 끼치지 않을 것입니다. 물리학의 마지막 책상에서 해전을 치르지 않았고 급우들에게 종이 공을 볼펜 몸체에 뱉지 않은 사람들은 아마도 같은 전하가 반발하고 다른 전하가 끌어당긴다는 것을 기억할 것입니다.

이 원리를 바탕으로 20세기 초 과학자들은 이 모든 것이 어디에 적용될 수 있는지 알아내고 독창적인 무선 요소를 만들었습니다. 소스를 기준으로 게이트에 양의 전압을 적용하는 것으로 충분하며 게이트 바로 아래에서 전기장이 발생합니다. 그리고 Gate에 양의 전압을 가하면 양으로 충전된다는 뜻이겠죠?

따라서 유전체 층이 매우 얇기 때문에 전기장은 전자보다 정공이 더 많은 기판에도 영향을 미칩니다. 그리고 게이트는 양의 전위를 갖고 홀은 양의 전하를 가지기 때문에 전하는 반발하고 다른 전하는 끌어당깁니다. 현재 소스와 드레인 사이에 전원이 없으면 그림은 다음과 같습니다.

홀은 게이트에서 멀어지고 기판의 출력에 더 가까워집니다. 왜냐하면 같은 전하가 반발하고 반대로 전자가 게이트의 금속판으로 가려고 시도하지만 유전체에 의해 방해되기 때문입니다. 게이트와 재결합하여 전위를 0으로 균등화하는 것을 방지합니다. 따라서 전자는 단순히 유전체층 근처에 바벨 대혼란을 일으킬 수밖에 없다.

결과적으로 그림은 다음과 같습니다.

당신은 그것을 보았다? 소스와 드레인은 얇은 전자 채널로 연결되어 있습니다! 이러한 채널은 트랜지스터의 게이트에 의해 생성된 전기장으로 인해 유도되었다고 합니다.

이 채널은 N+ 반도체로 만들어진 소스와 드레인을 연결하므로 N 채널이 됩니다. 그리고 그러한 트랜지스터는 이미 호출될 것입니다 N채널 MOSFET. 도체 및 유전체 기사를 읽으면 도체에 많은 자유 전자가 있다는 것을 기억할 것입니다. 드레인과 소스가 많은 수의 전자 브리지로 연결되었으므로 이 채널은 전류의 전도체가 되었습니다. 간단히 말해서, 소스와 드레인 사이에 전류가 흐를 수 있는 "와이어"가 형성되었습니다.

유도된 채널을 통해 드레인과 소스 사이에 전압을 가하면 다음 그림을 볼 수 있습니다.

보시다시피 회로가 닫히고 회로에 전류가 조용히 흐르기 시작합니다.

하지만 그게 전부는 아닙니다! 전기장이 강할수록 전자의 농도가 높아지고 채널이 두꺼워집니다. 필드를 더 강하게 만드는 방법은 무엇입니까? 게이트에 더 많은 전압을 적용하는 것으로 충분합니다.-) Bat2를 사용하여 게이트에 더 많은 전압을 적용함으로써 채널의 두께를 증가시켜 전도성을 높입니다! 또는 간단한 말로, 게이트 전압을 "재생"하여 채널 저항을 변경할 수 있습니다.;-) 글쎄, 이보다 더 훌륭할 수는 없습니다!

P채널 MOSFET의 동작

우리 기사에서는 유도 채널이 있는 N채널 MOSFET을 분석했습니다. 유도 채널이 있는 P채널 MOSFET도 있습니다. P채널은 N채널과 정확히 동일하게 작동하지만, 전체적인 차이점은 메인 캐리어가 홀이라는 것입니다. 이 경우 N 채널 트랜지스터와 달리 회로의 모든 전압을 역전압으로 변경합니다.

MOSFET의 작동을 설명하는 아주 좋은 비디오를 YouTube에서 찾았습니다. 권장 시청(광고 아님):

이러한 유형의 트랜지스터에서 게이트는 일반적으로 실리콘 장치에서 이산화규소로 사용되는 유전체 층에 의해 반도체와 분리됩니다. 이러한 트랜지스터는 MOS(금속 산화물 반도체) 및 MIS(금속 유전체 반도체)로 약칭됩니다. 영어 문헌에서는 일반적으로 MOSFET 또는 MISFET(금속 산화물(절연체) - 반도체 FET)로 약칭됩니다.

차례로 MOS 트랜지스터는 두 가지 유형으로 나뉩니다.

소위에서는 자체 채널이 내장된 트랜지스터(공핍형 트랜지스터)게이트에 공급되기 전에 소스와 드레인을 연결하는 채널이 있습니다.

소위에서는 유도 채널이 있는 트랜지스터(풍부한 트랜지스터)위 채널이 없습니다.

MOS 트랜지스터는 매우 높은 입력 저항이 특징입니다. 이러한 트랜지스터를 사용할 때는 정전기로부터 보호하기 위해 특별한 조치를 취해야 합니다. 예를 들어 납땜할 때는 모든 리드를 단락해야 합니다.

채널이 내장된 MOS 트랜지스터.

채널은 p형 전도성과 n형 전도성을 모두 가질 수 있습니다. 구체적으로 p형 채널을 갖는 트랜지스터를 살펴보자. p형 채널(그림 1.98, a)과 n형 채널(그림 1.98, b)이 있는 트랜지스터의 일반적인 그래픽 지정인 트랜지스터 구조(그림 1.97)를 개략적으로 표현해 보겠습니다. ). 평소와 같이 화살표는 레이어 p에서 레이어 n으로의 방향을 나타냅니다.

문제의 트랜지스터(그림 1.97 참조)는 공핍 모드와 농축 모드의 두 가지 모드로 작동할 수 있습니다.

고갈 모드는 양성 초음파에 해당합니다. 이것이 증가하면 채널의 정공 농도가 감소하고(게이트 전위가 소스 전위보다 높기 때문에) 드레인 전류가 감소합니다.

트랜지스터 연결 다이어그램을 보여 드리겠습니다 (그림 1.99).

배수는 초음파뿐만 아니라 기판과 초음파 소스 사이에도 영향을 받습니다. 그러나 입력 전류가 훨씬 낮기 때문에 게이트 제어가 항상 바람직합니다. 또한 기판에 존재하면 가파른 정도가 감소합니다.

기판은 소스, 드레인 및 채널과 p-n 접합을 형성합니다. 트랜지스터를 사용할 때 접합을 순방향 바이어스하지 않도록 주의해야 합니다. 실제로 기판은 소스(다이어그램에 표시된 대로) 또는 소스 전위보다 큰 전위를 갖는 회로의 지점(위 회로의 드레인 전위는 소스 전위보다 낮음)에 연결됩니다.

MOS 트랜지스터(p채널 내장) 유형 KP201L(그림 1.100)의 출력 특성과 그 드레인 특성(그림 1.101)을 설명하겠습니다.

유도(유도) 채널이 있는 MOS 트랜지스터.

채널은 p형 전도성과 n형 전도성을 모두 가질 수 있습니다. 구체적으로 p형 채널을 갖는 트랜지스터를 살펴보자. 유도된 p형 채널(그림 1.103, a)과 n형 채널(그림 1.103, 비).

0 전압에서는 uzi 채널이 없으며(그림 1.102) 드레인은 0입니다. 트랜지스터는 음의 초음파에 해당하는 농축 모드에서만 작동할 수 있습니다. 이 경우, ufrom > 0. 부등식 ufrom>u from Threshold가 충족되면(여기서 u from Threshold는 소위 임계 전압임) 소스와 드레인 사이에 전류가 흐를 수 있는 p형 채널이 나타납니다.

p형 채널은 게이트 아래의 정공 농도가 증가하고 전자 농도가 감소하여 정공 농도가 전자 농도보다 높아지기 때문에 발생합니다.

전도성 유형을 변경하는 설명된 현상을 전도성 유형의 반전이라고 하며, 이것이 발생하는(그리고 채널인) 반도체 층을 반전(역전)이라고 합니다. 역층 바로 아래에는 이동 전하 캐리어가 고갈된 층이 형성됩니다. 역층은 공핍층보다 훨씬 얇습니다(역층의 두께는 1 × 10 – 9 ... 5 × 10 – 9 m이고 공핍층의 두께는 10배 이상 더 큼).

유도된 p-채널 KP301B를 갖는 MOS 트랜지스터의 트랜지스터 스위칭 회로(그림 1.104), 출력 특성(그림 1.105) 및 드레인 특성(그림 1.106)을 묘사해 보겠습니다.

Micro-Cap II 소프트웨어 패키지가 동일한 것을 사용한다는 점을 알아두면 유용합니다. 수학적 모델(물론 매개변수가 다릅니다).