Den största nackdelen med linjära stabilisatorer med medium och hög effekt är deras låga effektivitet. Dessutom desto mindre utspänning strömkälla, desto lägre blir dess effektivitet. Detta förklaras av det faktum att i stabiliseringsläget är krafttransistorn för strömförsörjningen vanligtvis ansluten i serie med lasten, och för normal drift av en sådan stabilisator, en kollektor-emitterspänning (11ke) på minst 3. ..5 V måste fungera på reglertransistorn. Vid strömmar över 1 A resulterar detta i betydande effektförluster på grund av frigöring av termisk energi som försvinner i effekttransistorn. Vilket leder till behovet av att öka kylflänsens yta eller använda en fläkt för forcerad kylning.

Utbredd på grund av sin låga kostnad, integrerade linjära spänningsstabilisatorer på mikrokretsar från 142EN (5...14)-serien har samma nackdel. I Nyligen dök upp på rea importerade mikrokretsar från "LOW DROP"-serien (SD, DV, LT1083/1084/1085). Dessa mikrokretsar kan arbeta med en reducerad spänning mellan ingång och utgång (upp till 1...1,3 V) och ge en stabiliserad utspänning i området 1,25...30 V vid en belastningsström på 7,5/5/3 A, respektive. Den närmaste inhemska analogen när det gäller parametrar, typ KR142EN22, har en maximal stabiliseringsström på 5 A.

Vid maximal utström garanteras stabiliseringsläget av tillverkaren med en ingångs-utgångsspänning på minst 1,5 V. Mikrokretsarna har även inbyggt skydd mot överström i belastningen av det tillåtna värdet och termiskt skydd mot överhettning av fallet.

Dessa stabilisatorer ger utspänningsinstabilitet på "0,05%/V, instabilitet hos utspänningen när utströmmen ändras från 10 mA till ett maxvärde på inte sämre än 0,1%/V. En typisk anslutningskrets för sådana spänningsstabilisatorer visas i Fig. 4.1.

Kondensatorer C2...C4 bör placeras nära mikrokretsen och det är bättre om de är tantal. Kapacitansen för kondensatorn C1 väljs från villkoret 2000 μF per 1 A ström. Mikrokretsar finns i tre typer av huskonstruktioner, som visas i fig. 4.2. Typen av bostad anges med de sista bokstäverna i beteckningen. Mer detaljerad information för dessa mikrokretsar finns tillgänglig i referenslitteraturen, till exempel J119.

Det är ekonomiskt möjligt att använda sådana spänningsstabilisatorer när belastningsströmmen är mer än 1 A, såväl som vid brist på utrymme i designen. Diskreta element kan också användas som en ekonomisk strömförsörjning. Visat i fig. 4.3-kretsen är konstruerad för en utspänning på 5 V och en belastningsström på upp till 1 A. Den säkerställer normal drift vid en lägsta spänning på effekttransistorn (0,7... 1,3 V). Detta uppnås genom att använda en transistor (VT2) med låg spänning i öppet tillstånd som effektregulator. Detta tillåter stabiliseringskretsen att arbeta vid lägre in-/utgångsspänningar.

Kretsen har skydd (triggertyp) om strömmen i lasten överstiger det tillåtna värdet, liksom spänningen vid stabilisatorns ingång överstiger 10,8 V.

Skyddsenheten är gjord på transistor VT1 och tyristor VS1. När tyristorn triggas stänger den av strömmen till DA1-mikrokretsen (stift 7 är kortslutet till den gemensamma ledningen). I detta fall kommer transistorn VT3, och därför VT2, att stängas och utgången kommer att ha noll spänning. Kretsen kan endast återställas till sitt ursprungliga tillstånd efter att ha eliminerat orsaken som orsakade överbelastningen genom att stänga av och sedan slå på strömförsörjningen.

SZ-kondensatorn krävs vanligtvis inte - dess uppgift är att underlätta uppstarten av kretsen i ögonblicket för påslagning.

Kretsen kan endast återställas till sitt ursprungliga tillstånd efter att ha eliminerat orsaken som orsakade överbelastningen genom att stänga av och sedan slå på strömförsörjningen. SZ-kondensatorn krävs vanligtvis inte - dess uppgift är att underlätta uppstarten av kretsen i ögonblicket för påslagning. Topologi tryckt kretskort för installation av element visas i fig. 4.4 (den innehåller en volymbygel). Transistor VT2 är installerad på kylaren.

Följande delar användes vid tillverkningen: justerat motstånd R8 typ SPZ-19a, andra motstånd av alla slag; kondensatorer C1 - K50-29V för 16 V, C2...C5 - K10-17, C5 - K52-1 för 6,3 V. Kretsen kan kompletteras LED-indikator skyddsaktivering (HL1). För att göra detta måste du installera ytterligare element: diod VD3 och motstånd R10, som visas i fig. 4.5.

Litteratur: I.P. Shelestov - Användbara diagram för radioamatörer, bok 3.

Stabil matningsspänning är en förutsättning korrekt drift många elektroniska apparater. För att stabilisera DC spänning På lasten, när nätspänningen fluktuerar och strömmen som förbrukas av lasten ändras, installeras DC-spänningsstabilisatorer mellan likriktaren med ett filter och lasten (konsument).

Stabilisatorns utgångsspänning beror på både stabilisatorns inspänning och belastningsströmmen (utgångsström):

Vi hittar full differential spänningsändring vid byte och:

Låt oss dividera höger och vänster sida med , och även multiplicera och dividera den första termen på höger sida med , och den andra termen med .

Vi introducerar notationen och övergår till ändliga steg

Här är stabiliseringskoefficienten lika med förhållandet mellan inkrementen av ingångs- och utgångsspänningar i relativa enheter;

Stabilisatorns inre (utgångs-) motstånd.

Stabilisatorer är indelade i parametriska och kompensationer.

Den parametriska stabilisatorn är baserad på användningen av ett element med icke-linjär karaktäristik t.ex. en halvledarzenerdiod (se § 1.3). Spänningen på zenerdioden i området för reversibel elektrisk nedbrytning är nästan konstant med en betydande förändring i den omvända strömmen genom enheten.

Diagrammet för den parametriska stabilisatorn visas i fig. 5.10, a.

Ris. 5.10. Parametrisk stabilisator (a), dess ekvivalenta krets för inkrement (b) och likriktarens yttre egenskaper med en stabilisator (kurva 2) och utan en stabilisator (kurva) (c)

Ingångsspänningen för stabilisatorn måste vara större än stabiliseringsspänningen för zenerdioden. För att begränsa strömmen genom zenerdioden installeras ett förkopplingsmotstånd, utgångsspänningen tas bort från zenerdioden. En del av inspänningen går förlorad över motståndet, resten appliceras på lasten:

Vi tar hänsyn till det, vi får

Den största strömmen flyter genom zenerdioden kl

Den minsta strömmen flyter genom zenerdioden kl

Om villkoren är uppfyllda - zenerdiodströmmar som begränsar stabiliseringssektionen är spänningen över lasten stabil och lika. Från .

När strömmen ökar ökar spänningsfallet med . När belastningsresistansen ökar, minskar belastningsströmmen, strömmen genom zenerdioden ökar med samma värde, spänningsfallet över och över belastningen förblir oförändrat.

För att hitta det kommer vi att bygga en likvärdig krets för stabilisatorn i fig. 5.10, och för inkrement. Det olinjära elementet fungerar i stabiliseringssektionen, där dess motstånd mot växelström är en parameter för enheten. Ersättningskretsen för stabilisatorn visas i fig. . Från motsvarande krets får vi

Med tanke på det i stabilisatorn har vi

För att hitta , precis som när man beräknar parametrarna för förstärkare (se § 2.3), använder vi den ekvivalenta generatorsatsen och set , sedan resistansen vid utgången av stabilisatorn

Uttryck (5.16), (5.17) visar att parametrarna för stabilisatorn bestäms av parametrarna för halvledarzenerdioden (eller annan enhet) som används. Vanligtvis för parametriska stabilisatorer är det inte mer än 20-40, men sträcker sig från flera ohm till flera hundra ohm.

I vissa fall visar sig sådana indikatorer vara otillräckliga, då används kompenserande stabilisatorer. I fig. Figur 5.11 visar en av de enklaste kretsarna av kompensationsstabilisatorer, där lasten är ansluten till inspänningskällan genom ett reglerande olinjärt element, transistor V. En OS-signal tillförs transistorns bas genom op-amp. Ingången till op-förstärkaren tar emot spänningar från en högresistiv resistiv delare och en referens (referens)spänning.

Ris. 5.11. Det enklaste schemat kompensationsstabilisator med op-amp

Låt oss överväga stabilisatorns funktion. Låt oss anta att spänningen har ökat, följt av en ökning och I det här fallet appliceras ett positivt spänningssteg på den inverterande ingången på op-förstärkaren, och en negativ spänningsökning sker vid utgången av op-förstärkaren. Skillnaden mellan bas- och emitterspänningen appliceras på kontrollemitterövergången för transistor V. I det läge vi överväger minskar transistorströmmen V och spänningen på utgången minskar nästan till sitt ursprungliga värde. På samma sätt kommer förändringen i utsignaler att räknas ut när den ökar eller minskar: kommer att ändras, motsvarande tecken kommer att visas och transistorströmmen kommer att ändras. är mycket hög, eftersom driftläget för zenerdioden praktiskt taget inte förändras under drift och strömmen genom den är stabil.

Kompenserande spänningsstabilisatorer produceras i form av IC, som inkluderar ett reglerande olinjärt element, transistor V, en op-amp och kretsar som ansluter lasten till dess ingång.

I fig. 5.10, c visar den yttre karaktäristiken för en strömkälla med stabilisator, dess arbetsområde begränsas av nuvarande värden

I detta avseende "förblir" en del av spänningen som tillförs stabilisatorns utgång på transistorn, och resten går till stabilisatorns utgång. Om du ökar spänningen vid basen av en sammansatt transistor kommer den att öppnas och spänningsfallet över den minskar, och spänningen vid stabilisatorns utgång kommer att öka på motsvarande sätt. Och vice versa. I båda fallen kommer spänningsvärdet vid stabilisatorns utgång att vara nära spänningsnivån vid basen av den sammansatta transistorn.

Att bibehålla spänningsvärdet vid stabilisatorns utgång på en given nivå utförs på grund av det faktum att en del av utspänningen (negativ spänning respons) från spänningsdelaren R10, R11, R12 går till operationsförstärkaren DA1 (negativ återkopplingsspänningsförstärkare). Utspänningen från operationsförstärkaren i denna krets kommer att tendera till ett värde vid vilket spänningsskillnaden vid dess ingångar skulle vara noll.

Detta sker enligt följande. Återkopplingsspänningen från motståndet R11 matas till ingång 4 på operationsförstärkaren. Vid ingång 5 håller zenerdioden VD6 ett konstant spänningsvärde (referensspänning). Spänningsskillnaden vid ingångarna förstärks av operationsförstärkaren och matas genom motståndet R3 till basen av den sammansatta transistorn, vars spänningsfall bestämmer värdet på utspänningen från stabilisatorn. En del av inspänningen från motståndet R11 tillförs återigen operationsförstärkaren. Jämförelsen av återkopplingsspänningen med referensspänningen och effekten av operationsförstärkarens utspänning på utspänningen från stabilisatorn sker således kontinuerligt.

Om spänningen vid stabilisatorns utgång ökar, ökar även återkopplingsspänningen som tillförs ingång 4 på operationsförstärkaren, vilket blir större än referensspänningen.

Skillnaden mellan dessa spänningar förstärks av en operationsförstärkare, vars utspänning minskar och stänger av den sammansatta transistorn. Som ett resultat ökar spänningsfallet över den, vilket orsakar en minskning av stabilisatorns utspänning. Denna process fortsätter tills återkopplingsspänningen blir nästan lika med referensspänningen (deras skillnad beror på vilken typ av operationsförstärkare som används och kan vara 5...200 mV).

När utspänningen från stabilisatorn minskar sker den omvända processen. Eftersom återkopplingsspänningen minskar och blir mindre än referensspänningen, ökar skillnaden mellan dessa spänningar vid utgången av återkopplingsspänningsförstärkaren och öppnar den sammansatta transistorn, vilket ökar utspänningen från stabilisatorn.

Storleken på utspänningen beror på ett ganska stort antal faktorer (ström som förbrukas av belastningen, spänningsfluktuationer i primärnätet, fluktuationer i omgivningstemperatur, etc.). Därför sker de beskrivna processerna i stabilisatorn kontinuerligt, dvs. utspänningen fluktuerar konstant med mycket små avvikelser i förhållande till ett förutbestämt värde.

Källan för referensspänningen som matas till ingång 5 på operationsförstärkaren DA1 är zenerdioden VD6. För att öka stabiliteten hos referensspänningen tillförs matningsspänningen till den från en parametrisk stabilisator på VD5 zenerdioden.

För att skydda stabilisatorn från överbelastning används en optokopplare VU1, en strömsensor (motstånd R8) och en transistor VT3. Användningen av en optokopplare i skyddsenheten (en lysdiod och en fototyristor som har en optisk anslutning och monterade i ett hölje) ökar tillförlitligheten av dess funktion.

När strömmen som förbrukas av belastningen från stabilisatorn ökar, ökar spänningsfallet över motståndet R8, och därför ökar spänningen som matas till basen av transistorn VT3. Vid ett visst värde på denna spänning når kollektorströmmen för transistor VT3 det värde som krävs för att tända lysdioden på optokopplaren VU1.

LED-strålningen slår på optokopplartyristorn, och spänningen vid basen av den sammansatta transistorn minskar till 1 ... 1,5V, eftersom den är ansluten till den gemensamma bussen genom det låga motståndet hos den påslagna tyristorn. Som ett resultat stänger den sammansatta transistorn och spänningen och strömmen vid stabilisatorns utgång reduceras till nästan noll. Spänningsfallet över motståndet R8 minskar, transistorn VT3 stänger och optokopplaren lyser stannar, men tyristorn förblir på tills spänningen vid dess anod (relativt katoden) blir mindre än 1 V. Detta händer bara om ingångsspänningen vrids av stabilisator eller kontakterna på SB1-knappen är stängda.

Kort om syftet med de återstående elementen i kretsen. Motstånd R1, kondensator C2 och zenerdiod VD5 bildar en parametrisk stabilisator som tjänar till att stabilisera matningsspänningen för operationsförstärkaren och preliminärt stabilisera matningsspänningen för referensspänningskällan R5, VD2. Motstånd R2 ger den initiala spänningen vid basen av den sammansatta transistorn, vilket ökar tillförlitligheten för stabilisatorns start.Kondensator SZ förhindrar excitering av stabilisatorn vid låg frekvens. Motstånd R3 begränsar utgångsströmmen från operationsförstärkaren i fall kortslutning vid dess utgång (till exempel när optokopplartyristorn är påslagen).

Krets R4, C2 förhindrar excitation av operationsförstärkaren och väljs i enlighet med rekommendationerna i referenslitteraturen för den specifika typen av operationsförstärkare.

Zenerdioden VD7 och motståndet R7 bildar en parametrisk stabilisator, som tjänar till att hålla skyddsenhetens matningsspänning på en konstant nivå när utspänningen från stabilisatorn ändras.

Motstånd R6 begränsar kollektorströmmen för transistor VT3 till den nivå som krävs för normal drift av optokopplarens LED. Som motstånd R6, använd ett motstånd av typ C5-5 eller en hemmagjord av högresistanstråd (till exempel en spiral från ett strykjärn eller kokplatta).

Kondensator C1 minskar rippelnivån för inspänningen och C5 - utspänningen från stabilisatorn. Kondensator C6 blockerar stabilisatorns utgångskrets för högfrekventa övertoner. Den normala termiska regimen för transistor VT2 vid höga belastningsströmmar säkerställs genom att installera den på en radiator med en yta på minst 100 cm.

Stabilisatorn ger mjuk justering av utspänningen inom 4,5...12 V vid en utström på upp till 1 A med en rippelnivå på utspänningen på högst 15 mV. Överbelastningsskydd aktiveras när utströmmen överstiger 1,1 A.

Nu om att byta element. Operationsförstärkaren K553UD1 kan ersättas med K140UD2, K140UD9, K553UD2. Transistor VT1 kan vara av typen KT603, KT608 och VT2 - KT805, KT806, KT908, etc. med valfria bokstavsindex. Optokopplare - den angivna typen med valfritt bokstavsindex.

Spänning växelström tillförs stabilisatorlikriktaren från valfri nedtrappningstransformator som ger en utspänning på minst 12 V vid en ström på 1 A. Utgångstransformatorerna TVK-110 LM och TVK-110 L1 kan användas som en sådan transformator.

Stabilisator på ett specialiserat chip

Ovanstående transformatorer kan användas tillsammans med en spänningsstabilisator, vars diagram visas i figuren. Den är monterad på en specialiserad integrerad krets K142EN1. Det är en kontinuerlig spänningsstabilisator med sekventiell anslutning av kontrollelementet.

Tillräckligt höga prestandaegenskaper, inbyggd överbelastningsskyddskrets som drivs från en extern strömsensor och en stabilisator på/av-krets från extern källa signal gör det möjligt att tillverka en stabiliserad strömförsörjning baserad på den, som ger utspänningar i intervallet 3...12 V.

Kretsen för den integrerade spänningsstabilisatorn i sig kan inte ge en belastningsström på mer än 150 mA, vilket uppenbarligen inte är tillräckligt för driften av vissa enheter. För att öka belastningskapaciteten hos stabilisatorn är därför en effektförstärkare baserad på en sammansatt transistor VT1, VT2 ansluten till dess utgång. Tack vare detta kan utströmmen från stabilisatorn nå 1,5 A i det specificerade utspänningsområdet.

Återkopplingsspänningen som matas till utgången av den integrerade kretsen DA1, som i denna krets fungerar som en negativ återkopplingsförstärkare med en intern referensspänningskälla, tas bort från motståndet R5. Motstånd R3 fungerar som strömsensor för överströmsskyddsenheten. Motstånd R1, R2 tillhandahåller driftsättet för transistorn VT2 och den interna skyddstransistorn för den integrerade kretsen DA1. Kondensator C2 eliminerar självexcitering av den integrerade kretsen vid höga frekvenser.

Motstånd R3 är trådlindat, liknande det som beskrivits tidigare. Som transistor VT1 kan du använda transistorer som KT603, KT608 och VT2 - KT805, KT809, etc. med valfri bokstavsindex.

Så, kretsen för den enklaste kompensationsspänningsstabilisatorn visas i figuren till höger.

Beteckningar:

1. I R - ström genom ballastmotståndet (R 0)
2. I st - ström genom zenerdioden
3. I n - lastström
4. Iin - ingångsström för operationsförstärkaren
5. I d - ström genom motstånd R 2
6. Uin - ingångsspänning
7. U ut - utspänning (spänningsfall över lasten)
8. U st - spänningsfall över zenerdioden
9. U d - spänning borttagen från den resistiva delaren (R 1, R 2)
10. U op-amp - utgångsspänning för operationsförstärkaren
11. U be - spänningsfall över p-n korsning bas-emitter transistor

Varför kallas en sådan stabilisator för kompensation och vilka är dess fördelar? Faktum är att en sådan stabilisator är ett styrsystem med negativ spänningsåterkoppling, men för dem som inte vet vad det är, kommer vi att börja på långt håll.

Som ni minns förstärker en operationsförstärkare spänningsskillnaden mellan sina ingångar. Spänningen vid den icke-inverterande ingången är lika med stabiliseringsspänningen för zenerdioden (U st). Till den inverterande ingången levererar vi en del av utspänningen som tas från delaren (Ud), det vill säga där har vi en utspänning dividerad med en viss koefficient som bestäms av motstånden R 1, R 2. Skillnaden mellan dessa spänningar (U st -U d) är en felsignal; den visar hur mycket spänningen från delaren skiljer sig från spänningen på zenerdioden (låt oss beteckna denna skillnad med bokstaven E).

Vidare är utgångsspänningen från op-förstärkaren lika med E*Kou, där Kou är förstärkningen för operationsförstärkaren med en öppen återkopplingsslinga (i engelsk litteratur G openloop). Spänningen över belastningen är lika med skillnaden mellan spänningen vid utgången av op-förstärkaren och spänningsfallet över p-n-övergången för transistorns bas-emitter.

Matematiskt ser allt vi pratade om ovan ut så här:

U ut =U ou -U vara =E*K ou -U vara (1)

E=U st -U d (2)

Låt oss ta en närmare titt på den första ekvationen och omvandla den till denna form:

E=U ut / K ou + U be / K ou

Låt oss nu komma ihåg vad huvud funktion operationsförstärkare och varför alla älskar dem så mycket? Det stämmer, deras huvudfunktion är en enorm vinst, i storleksordningen 10 6 eller mer (för en ideal op-förstärkare är det i allmänhet lika med oändlighet). Vad ger detta oss? Som du kan se, på den högra sidan av den sista ekvationen, har båda termerna K ou i divisorn, och eftersom K ou är väldigt mycket stor, är därför båda dessa termer väldigt väldigt små (med en ideal op-förstärkare tenderar de att till noll). Det vill säga, under drift tenderar vår krets till ett tillstånd där felsignalen är noll. Vi kan säga att operationsförstärkaren jämför spänningarna vid sina ingångar och om de skiljer sig (om det finns ett fel), så ändras spänningen vid utgången av op-ampen så att spänningsskillnaden vid dess ingångar blir noll. Han söker med andra ord kompensera för felet. Därav namnet på stabilisatorn - kompensation.

0=U st -U d (2*)

U d, som vi minns, är en del av utspänningen som avlägsnas från delaren över motstånden R 1, R 2. Om vi ​​beräknar vår delare, och inte glömmer ingångsströmmen för op-ampen, får vi:

och efter att ha ersatt detta uttryck i ekvation (2*), kan vi skriva följande formel (3) för utspänningen:

Operationsförstärkarens ingångsström är vanligtvis mycket liten (mikro-, nano- och till och med pikoamper), därför kan vi, med en tillräckligt stor ström I d, anta att strömmen i båda armarna av delaren är densamma och lika med I d , kan termen längst till höger i formel (3) anses vara lika med noll, och skriv om formel (3) enligt följande:

U ut =U st (R 1 +R 2)/R 2 (3*)

Vid beräkning av motstånd R 1, R 2 är det nödvändigt att komma ihåg att formeln (3*) endast är giltig om strömmen genom delningsmotstånden är mycket större än operationsförstärkarens inström. Värdet på Id kan uppskattas med hjälp av formlerna:

Id=Ust/R2 eller Id=U ut/(Ri+R2).

Låt oss nu utvärdera området för normal drift av vår stabilisator, beräkna R0 och tänka på vad som kommer att påverka stabiliteten hos utspänningen.

Som framgår av den sista formeln kan endast stabiliteten hos referensspänningen ha en betydande inverkan på stabiliteten hos Uout. Referensspänningen är den som vi jämför en del av utspänningen med, det vill säga det är spänningen över zenerdioden. Vi kommer att betrakta resistansen hos motstånden som oberoende av strömmen som flyter genom dem (vi beaktar inte temperaturinstabilitet). Utspänningens beroende av spänningsfallet vid transistorns p-n-övergång (som är svag, men beror på strömmen), som i fallet med , försvinner också (kom ihåg när vi beräknade felet från den första formeln - vi dividerade fallet vid transistorns BE-övergång med K ou och beräknade detta uttryck lika med noll på grund av den mycket stora förstärkningen av op-förstärkaren).

Av ovanstående följer att det huvudsakliga sättet att öka stabiliteten här är att öka stabiliteten hos referensspänningskällan. För att göra detta kan du antingen begränsa intervallet för normal drift (minska kretsens inspänningsområde, vilket kommer att leda till en mindre förändring i strömmen genom zenerdioden), eller ta en integrerad stabilisator istället för zenerdioden. Dessutom kan du komma ihåg våra förenklingar, då dyker det upp flera sätt: ta en op-amp med högre förstärkning och lägre inström (detta kommer också att göra det möjligt att ta delningsmotstånd med ett högre värde - effektiviteten kommer att öka) .

Okej, låt oss återgå till området för normal drift och beräkningen av R 0 . För normal drift av kretsen måste zenerdiodströmmen ligga i området från Ist min till Ist max. Minsta zenerdiodström kommer att vara vid den lägsta inspänningen, det vill säga:

U i min =I R *R 0 +U st, där I R =I st min +I in

Här är det liknande - om zenerdiodströmmen är mycket större än ingångsströmmen för operationsförstärkaren, kan vi betrakta I R =I st min. Då kommer vår formel att skrivas på formen U i min =I st min *R 0 +U st (4) och från den kan vi uttrycka R 0:

R 0 =(U i min -U st)/I st min

Baserat på det faktum att den maximala strömmen genom zenerdioden kommer att flyta vid maximal inspänning, kommer vi att skriva en annan formel: U i max =I st max *R 0 +U st (5) och kombinera den med formel (4) vi hittar det normala operationsområdet:

Tja, som jag redan sa, om det resulterande inspänningsområdet är bredare än du behöver, kan du begränsa det, och stabiliteten hos utspänningen kommer att öka (genom att öka stabiliteten hos referensspänningen).

Fördelarna med PWM-regulatorer som använder operationsförstärkare är att du kan använda nästan vilken op-förstärkare som helst (i standardschema inneslutningar, naturligtvis).

Nivån på den utgående effektiva spänningen justeras genom att ändra spänningsnivån vid den icke-inverterande ingången på op-amp, vilket gör att kretsen kan användas som komponent olika spännings- och strömregulatorer, samt kretsar med mjuk tändning och släckning av glödlampor.
Schema det är lätt att upprepa, innehåller inte sällsynta element, och om elementen är i gott skick börjar det fungera direkt, utan konfiguration. Effektfälteffekttransistorn väljs i enlighet med belastningsströmmen, men för att minska värmeeffektförlusten är det lämpligt att använda transistorer konstruerade för hög ström, eftersom de har minst motstånd när de är öppna.
Kylaryta för fälteffekttransistor bestäms helt av valet av dess typ och belastningsström. Om kretsen kommer att användas för att reglera spänningen i inbyggda nätverk + 24V, för att förhindra genombrott av grinden på fälteffekttransistorn, mellan transistorns kollektor VT1 och slutare VT2 du bör slå på ett motstånd med ett motstånd på 1 K, och motståndet R6 shunt med någon lämplig 15 V zenerdiod, ändras inte de återstående elementen i kretsen.

I alla tidigare diskuterade kretsar används en effektfälteffekttransistor n- kanaltransistorer, som de vanligaste och har de bästa egenskaperna.

Om det är nödvändigt att reglera spänningen på en last, vars ena terminal är ansluten till jord, används kretsar där n- Kanalfälteffekttransistorn är ansluten som en drain till + för strömkällan, och belastningen kopplas på i källkretsen.

För att säkerställa möjligheten att helt öppna fälteffekttransistorn måste styrkretsen innehålla en enhet för att öka spänningen i gatestyrkretsarna till 27 - 30 V, vilket görs i specialiserade mikrokretsar U 6 080B ... U6084B, L9610, L9611 , då mellan grinden och källan kommer det att finnas en spänning på minst 15 V. Om belastningsströmmen inte överstiger 10A, kan du använda kraftfältet sid - kanaltransistorer, vars räckvidd är mycket snävare på grund av tekniska skäl. Typen av transistor i kretsen ändras också VT1 , och justeringskarakteristiken R7 vänder. Om i den första kretsen en ökning av styrspänningen (det variabla motståndsreglaget flyttas till "+" för strömkällan) orsakar en minskning av utspänningen vid belastningen, är detta förhållande i den andra kretsen det motsatta. Om en specifik krets kräver ett omvänt beroende av utspänningen på inspänningen från den ursprungliga, måste strukturen på transistorerna i kretsarna ändras VT1, dvs transistor VT1 i den första kretsen måste du ansluta som VT1 för det andra schemat och vice versa.