Opplegg for en HF-mottaker med alle bølger › Opplegg for elektroniske enheter. Katalog over kretser og design for radioamatører, en butikk med digitalt utstyr og tilbehør, samt mye annen nyttig informasjon Carlson v 2.0 mottakerkrets hvor du finner

HF-mottaker KARLSON

Mottakerkretsen er en superheterodyn med dobbel frekvenskonvertering og en kvarts første lokaloscillator. Bruken av innenlandske mikrokretser i 174-serien er i prinsippet berettiget på grunn av tilgjengeligheten av anskaffelsen. Dekkede frekvensområder: 80 , 40 , 20 , 15 Og 10 meter. Type arbeid: høyttalermottak SSB Og CW radiostasjoner. Følsomhet: 0,3 µV. Ernæring: 8-9V DC, når den brukes i stille modus 26mA, som gjør det mulig å drive mottakeren fra et batteri av typen (6F22) "Krona".

Funksjonene i ordningen er:

justerbar inngangsvelger,
dempningsdemper for inngangssignal,
enkel rekkeviddebytte,
ved hjelp av et sett med kvartsresonatorer fra UW3DI,
to-nivå, høyhastighets IF AGC-system,
ikke-avstembart båndpassfilter 1. IF,
bruk av EMF som et hovedvalgfilter,
referanseoscillator med frekvenskorreksjonselement,
LED S-meter,
IF gain justering,
justering av bassforsterkningen,
stabil drift av kaskader,
høy repeterbarhet av designet.

Inngangskretsen, som kan justeres på tvers av områder, fungerer som den første høyresonansvelgerenheten. Dette gjorde det mulig, med en passende forsterkningsmargin, å forlate det rekkeviddejusterbare trekretsfilteret til 1. IF, og dermed eliminere den tungvinte,heten. Den selektive inngangskretsen til mottakeren tillater drift med en koaksial antennemater.

For å redusere støynivået drives mikrokretsen K174PS1 med en spenning på ikke mer enn 8 V. Belastningen av C7 L3-kretsen er asymmetrisk, fordi den eksisterende symmetrien til inngangskretsen og kvarts-lokaloscillatoren er tilstrekkelig. Tuning frekvenser for 1. IF: 6,0….6,5 MHz.

Demperen fungerer etter prinsippet om å kontrollere den magnetiske fluksen i kjernen. Hvis du i stedet for R1 installerer en variabel motstand med en motstand på 1 kOhm, vil en slik jevn demper gi maksimal dempning ved kortslutning ikke mindre enn 40 dB.

Den andre frekvensomformeren med separat GPA og forsterker på 500 kHz, satt sammen på K174XA2-brikken. Med en forsyningsspenning på 8V sikres et minimumsstøynivå på forsterkeren og en høy helling på AGC-kontrollkarakteristikken. 500 kHz IF-frekvensen tillater full implementering av brikkens forsterkning, som er rikelig i dobbeltkonverteringskretsen.

AGC-systemet for IF er to-nivå. Én AGC-detektordiode VD6 (germanium) er ganske tilstrekkelig til å gi høyhastighets forsterkningskontroll av trinnene. Dette ble et mulig unntak fra de klassiske variantene av kretsene til alle detektorbelastningsmotstander, bortsett fra inngangen til mikrokretsen (ved pinne 9). I sin tur gjorde dette det mulig å redusere kapasitansen til kondensator C31, som bestemmern, og ytterligere forbedre de dynamiske egenskapene til AGC når det gjelder responshastighet. En kjede av seriekoblede dioder VD7, VD8 danner AGC-frigjøringstidskonstanten ved å beregne gjennomsnitt av spenningen på kondensator C31 for at gjenopprettingstiden alltid skal være lik 0,7 s, som eliminerer effekten av signal "frafall" fra driften av kraftige lokale sendere. Motstand R11 skaper en forspenning på detektoren VD6, og gir en forsinkelse i responsen fra AGC til inngangssignalnivået S = 3. Når inngangssignalnivået når S=9 og høyere, begynner det andre nivåforsterkningskontrolltrinnet å fungere. Gjennom en kjede av seriekoblede dioder VD2, VD3 (silisium og germanium) er den totale spenningsterskelen for å starte forsterkningskontroll av RF-trinnet til frekvensomformeren til K174XA2-mikrokretsen gitt. Samtidig behagelig mottak på lydnivå DX og lokale operatører- er lik. Tvunget, parallell, uavhengig tilførsel av styrespenning fra RF-forsterkningsregulatoren, gjennom avkoblingsdioden VD5, endrer IF-forsterkningen til driftsnivået og reduserer som et resultat støy uten å blokkere S-meterindikasjonen.

GPA er laget i henhold til det klassiske designet. Frekvens overlapping 5,5….6,0 MHz utføres av en variabel kondensator med et luftdielektrisk. For å sikre temperaturstabilitet er det nødvendig å bruke kondensatorer av typen C13, C16, C17 CSR. Uten spesielle tiltak, ved bruk av en konturspole på en polystyrenramme og vikling med PEV-tråd, ble det oppnådd stabilitet, karakterisert som endring i generasjonsfrekvensen på 1 time til 120 Hz.

Et lyd lavpassfilter bestående av C36, C37, C38 og Dr1 ved ULF-inngangen skaper en cutoff lydfrekvenser høyere 3 kHz.

Lavfrekvensforsterkeren på K174UN4 mikrokretsen gir høykvalitetsforsterkning for betjening av hodetelefoner eller en liten høyttaler med en effekt på opptil 1 W. Elementer av privat korreksjon danner talefrekvensspekteret.

Detaljer og design.

HF-transformatorer T1, T2 er viklet inn i tre og følgelig to ledninger av PEV 0.1-kvalitet på ferrittringer av ethvert merke med en diameter på 4-10 mm. Antall omdreininger er 10. Serieviklingene kobles "begynnende til slutt".

Spoler L7, L10 brukes ferdige fra IF-465 lommemottaker. De er viklet på seksjonsrammer, plassert i ferrittkopper og innelukket i metallskjermer. Antall omdreininger av sløyfespolene er allerede fullført med en frekvens på 465 kHz. Det gjenstår bare å vikle opp kommunikasjonsspolene L8, L11 med PEL- eller PELSHO-ledning, 15 omdreininger hver, og bygge om kretsen med kjernen til en frekvens på 500 kHz.

Båndpassfilterspoler L3, L4, L5 har hver 18 omdreininger, og L6 - 4 omdreininger, viklet med PELSHO 0,1 ledning og plassert i små karbonylkopper av typen SB.

Inngangsvelgerspolene er viklet på rammer med en diameter på 6-8 mm, med Litz-tråd med viklinger: L1 - 8 omdreininger, L2 - 10 omdreininger, L3 - 30 omdreininger (i bulk) med et tapp fra 10. omdreining ved bunn. L13 GPA-spolen har 30 omdreininger viklet på en ramme med en diameter på 6-8 mm, vri til sving med 0,35 PEV-tråd og plassert i en skjerm.

Variabel kondensator C1 i liten størrelse fra en lommemottaker med solid dielektrikum. Kondensator C12 er en liten type med rotasjonslager og en mekanisk vernier av hvilken som helst utforming, fortrinnsvis med en retardasjon på ikke mer enn 10 kHz per omdreining av innstillingsknappen.

En av viklingene til lavpasstransformatoren fra lommemottakeren brukes som en choke Dr1 til lavpassfilteret. K174UN4-brikken er utstyrt med en liten kjøleradiator.

KD522 dioder kan erstattes med alle silisium pulsdioder, og D9 med alle HF germanium dioder. I stedet for VD13 kan en hvilken som helst likeretterdiode brukes.

Områdebryteren er en liten kjekstype. Lengden på tilkoblingsledningene til kvartsresonatorene skal være så korte som mulig.

Under installasjonen bør demperbryteren være plassert i nærheten av T1.

Innstillinger.

Kretsavstemmingsfrekvenser:

L3, C7 - 6,25 MHz L4, C8 - 6,0 MHz L5, C9 - 6,5 MHz L7, C28 - 500 kHz L10, C35 - 5 00kHz

Prosedyren for å sette opp radiomottakeren er som følger:

koble en frekvensmåler eller kontrollmottaker til C22 og juster kjernen L13 for å stille inn GPA-overlappingsfrekvensen i området 5,5...6,0 MHz. Om nødvendig, for å "strekke" kapasitansen, installer en grå konstantkondensator av KT-typen i serie med den variable kondensatoren til mottakerinnstillingene.
koble RF-voltmeteret til L11 og roter kjernen til L10 C35-kretsen for å oppnå maksimal avlesning;
koble GSS til L6 og levere et RF umodulert signal med en frekvens på 500 kHz,
å variere forsterkningskontrollen RF, juster kjernekretsen L7 C28 til maksimal glød av S-meter LED og lyden av banking i høyttaleren;
koble GSS til antennekontakten på mottakeren, bruk et RF umodulert signal med innstillingsfrekvensene til båndpassfilteret til den første IF i henhold til de tre innstillingsfrekvensene til kretsene. Juster dem i henhold til maksimal belysning av S-meteret og volumet til beattonen;
uten å koble fra GSS fra antennen, For det første, slå på 80 meters mottaksrekkevidde og send et testsignal med en frekvens i midten av dette området. Rotering av kondensatorhåndtaket SEL finne resonans maksimalt nivå resepsjon. På skiven til inngangsvelgerinnstillingene, sett et merke på plexiglasssiktet i form av en mottakssone for frekvenser i dette området. Om nødvendig, ved å justere kjernen til konturbåndspolen, kan resonanssonen flyttes til et praktisk sted for lesing fra skiven;
de resterende delene av båndene 40m, 20m, 15m, 10a og 10b er merket på skiven med kjernene til de tilsvarende spolene justert i samme sekvens.

Det er veldig praktisk å ha tre tråder av en halvsirkel med justeringssoner: på den første, nærmere kondensatorens akse, er det merker på 80 og 40 meter, på det andre (middels) merkene i området 20 og 15 meter, og på den tredje, med stor radius, frekvenssonen for justering av velgeren i 10-metersområdet.

Den overskytende forsterkningen av 500 kHz IF-banen kan kompenseres for av shuntmotstand R9 eller elimineres helt fra kretsen.

Ved utskifting av lavpassfilterelementer C36 Dr1 C37 C38 med en aktiv lavpassfiltermontering montert på operasjonsforsterkere og laget i form av et lite brett plassert vertikalt på hovedkortet, er de elektriske og operasjonelle egenskapene til mottakeren betydelig forbedret, det samme er forbedringen av reell selektivitet og reduksjonen av slitsom "hvit støy". (se artikkelen min: " Aktivt filter lave frekvenser for en tilkoblet radiomottaker" ).

Tester mottaker ble utført som følger.

1. Følgende ble installert på bordet innendørs: en TS-870 transceiver, DE1103 og KARLSON. En 1 meter lang antenneledning ble koblet på tur til hver av disse enhetene når de mottok den samme amatørradiostasjonen.

Det komparative signalmottaksnivået er som følger:

- TS-870 - 8 poeng - KARLSON- 7 poeng - DEGEN 1103 - på nivå med intern støy.

2. På bordet til det samme utendørs antenne tilkoblet: TS-870 og KARLSON. Signalnivå for den mottatte kontrollstasjonen og AGC-komfort KARLSON er ikke dårligere enn fabrikkenheten, og med en klar fordel i myk, analog lyd.

3. Vi observerte arbeid på luften til en nabo på IC-718 transceiver og PA på GU-74 som ligger 500 meter fra mottaksstedet. Samtidig "kveles" AGC på KARLSON blir ikke lagt merke til, og tilstedeværelsen av en sterk lokal stasjon merkes ikke utover en detuning på mer enn 6 kHz.

4. Med antennen slått av, maksimal LF- og IF-forsterkning, nivået på intern støy i mottakeren KARLSON når du arbeider på en 0,5 W 8 Ohm høyttaler, vekker den ikke oppmerksomhet.

Jeg vil være takknemlig for å se tilbakemeldingen din sendt til: [e-postbeskyttet]

16.10.2008 Tillegg til artikkelen "KARLSON HF-mottaker"

Nedenfor er tegningene kretskort:

generell form;
type deler;
utsikt over ledere fra delens side;
utsikt over ledere fra foliesiden.

Mulighet for å erstatte det første IF-båndpassfilteret med et TV IF-lydfilter

Layout-programfilen for modernisering er lagt ut på http://cqham.ru/trx85_09.htm
Fil med tegninger av kretskort KARLSON _pcb.zip

Mulig erstatning av mikrokretser med analoger:

K174PS1 på SO42P;
K174ХА2 på TCA440, A244D;
K561LA7 til K176LA7, CD4011;
K174UN4 - det er ingen analoger, men enhver 9-volts integrert lavfrekvent forsterker, for eksempel LM386N med passende svitsjkrets, vil gjøre det.

Boris Popov (UN7CI)
Petropavlovsk, Kasakhstan. Ved reposisjonering i 40-meters frekvensområdet inkluderer mottakerens mottatte frekvensbånd 40-meters kringkastingsbåndet.
For å implementere denne modusen, er det nødvendig å gjøre endringer i kretsen, uthevet i rødt.
Diode HF-bryter KD409 når den brukes likespenning i SSB shunter den koblingskondensatorene til fellesledningen.
Når spenningen fjernes fra diodebryteren i AM, omgås EMF-viklingene av seriekoblede kondensatorer, noe som sikrer en utvidelse av EMF-båndbredden til omtrent 5 kHz.
For å eliminere påvirkningen fra den kombinerte AM-detektoren på AGC-nivåene, er AM-detektoren separert i en separat gren.
Nivået på LF-signalet ved mottak av AM er mye lavere og kompenseres av den foreløpige ULF på KT3102.

S-meter koblingsskjema

Når du mottar CW-signaler på KARLSON, blinker LED S-indikatoren søtt i takt.

Som et alternativ bringer jeg deg oppmerksom på en utprøvd krets for tilkobling av en urskive S-meter basert på et mikroammeter fra en båndopptaker.

Zenerdiode og motstander gir kompensasjon for nullavlesninger i fravær av et nyttig signal og korrigering av avvik ved S = 9.

HF-mottaker "KARLSON 3"

Mottakeren er en superheterodyn med dobbel frekvenskonvertering.

Funksjoner av ordningen:

Antall områder – 11;

Tordenvær (atmosfærisk statisk) indikator;

Bredbåndsinngang filtre;

Ring diode høyt nivå mikser;

Frekvens grid synthesizer (PLL);

Tre-inngang digital skala som indikerer frekvensen til inngangssignalet med en DAC;

Band elektronisk (diode) bytte system;

RF bredbånds justerbare forsterkere basert på to gate felteffekttransistorer;

Tre-bånds IF-filter I;

Høyfrekvent IF II gir sidekanalselektivitet;

Kvartsfilter (FOS) basert på PAL-resonatorer;

Integrert bane for GPA, OG-amplifikasjon og deteksjon av IF II;

Høyhastighets AGC på IF;

Peker S-meter;

Kombinert bassforsterkning.

Blokkskjemaet til mottakeren er presentert på ark #1.

Kretsdesign av enhetsark #2 og #3.

Mottakerblokkdiagram

Signalet fra antennen Fig. 1, passerer tordenværindikatoren på neonlampen og en vakuumlynavleder med en nedbrytningsspenning på 120 V (fra telefonen) og gjennom en omskiftbar attenuator (AT) -18 dB (2 punkter på S-skala) går inn i en gruppe av omskiftbare båndpassfiltre (DFT). Avhengig av amatørbåndbredden og -frekvensen brukes innstillingene Forskjellige typer DFT. På 10-metersområdet, i alle tre frekvens 500 kilohertz sektorer, brukes ett felles filter av type A.

KD409-dioder, som har bevist seg i kanalvelger for TV-mottakere, fungerer som diodebrytere. Sammenlignet med elektroniske nøkler basert på konvensjonelle silisiumdioder, er det ikke nødvendig med omvendt blokkeringsspenning her. Selvfølgelig er det velkomment å erstatte KD409 med p -i -n dioder.

Deretter blir det underbåndsfiltrerte signalet matet til en høyfrekvent forsterker (UHF) satt sammen på en to-gates felteffekttransistor KP327. Hovedformålet er en støysvak forsterker med kontrollert forsterkning fra systemet automatisk justering gain (AGC). Dioden installert i kilden skaper en fast forspenning på 1. port, og gir derved en stabil reguleringsspenning. karakteristisk når du kontrollerer forsterkningen av den andre porten. Inngangsimpedansen til et slikt trinn justeres for å matche DFT.

Blander (SM) ring. Ved å koble to dioder i serie i hver arm kan du gjennomsnittlig V.A. skulderegenskaper og forlate balanseringsmotstanden, som introduserer tap under konvertering. En slik krans av dioder krever økt amplitude (effekt) fra generatoren innenfor 3-4V eff.

For å dekke alle områder ved bruk av interpolasjonsmetoden, er det ikke nødvendig å bruke kvartsresonatorer med knapp rekkevidde her. Dette oppnås ved å bruke en faselåst sløyfe (PLL)-basert frekvensnettsynthesizer.

En kvartsoscillator (QO) satt sammen på K561LA7-logikken og dens faseomformere skaper et rutenett av frekvenser (harmoniske) ved inngangen til pulsfasedetektoren (PD) med et intervall på 500 kHz for den brukte kvartsresonatoren.

Samtidig mottas et høyfrekvent (RF) signal fra en spenningsstyrt oscillator (VCO) ved PD-inngangen. Som et resultat av å sammenligne perioden til VCO-signalene og harmoniske til krystalloscillatoren (CH), er en likespenning med forskjellige polariteter tilstede ved utgangen til PD, avhengig av tegnet på VCO-frekvensdriften. Denne spenningen tilføres til varicap-frekvenskontrollmatrisen, addert eller subtrahert fra DC-referansespenningen ved motstandsdeleren.

Ved å koble til rekkeviddekondensatorer parallelt med VCO-induktoren med en diodebryter, gis inngangen til 500-kilohertz-sonen for hvert område for en fast frekvens med autotuning i henhold til tabell 1.

Det er interessant å merke seg at i tillegg til de 11 amatørbåndene, lar bruken av en frekvensnettsynthesizer med andre faste frekvenser deg lage andre mottakssektorer. Så for eksempel 27 MHz, kringkasting 31 meter osv.

Det viktige her er at i frekvensområdet fra 8 til 23 MHz er det kun én VCO-induktor som fungerer. For andre frekvenser høyere eller lavere, må andre induktorer kobles til.

For å sikre stabil amplitude på tvers av områder, brukes et automatisk nivåkontrollsystem (ALC) ved synthesizerutgangen. Prinsippet for driften er basert på dannelsen av en kontrollspenning på den andre porten til KP327, med en fast spenning med to 1V dioder på addereren og en negativ polaritet av verdien proporsjonal med RF-nivået ved utgangen av synthesizer.

Fra en separat utgang, gjennom kildeavkoblingsfølgeren på KP303, leveres RF-signalet også til den første inngangen til den digitale skala-telleren (DSH). Frekvenssynthesizeren må være skjermet, og kraften må innføres gjennom passkondensatorer.

Fra utgangen til ringmikseren (RM) mates spekteret til det konverterte signalet til en justerbar lavstøyforsterker med den første (variable) mellomfrekvensen (IF I), som kompenserer for signaltap i den passive blanderen RM . Installasjon av en diplekserkrets etter diodemikseren er ikke nødvendig på grunn av lav verdi

IF I og dets brede dekningsbånd.

Lasten til IFC I er en bredbåndstransformator (WBT) og et trebånds ikke-avstembart båndpassfilter med en båndbredde på 500 kHz. Amplitude-frekvensresponsen (AFC) for driften av et slikt filter er vist i fig. 2. Resonansoverlappingen av passbåndene til to (!) tilstøtende amplitudekarakteristikk summeres og kompenserer for amplitudefall fra frekvensforskjellen til serieresonanskretsene. Deltakelsen av den tredje resonansen, i forhold til den første, er alltid i motfase. Dermed er den andre (midt) kretsen med en resonansfrekvens på 6,25 MHz den symmetriske hovedoverføringsforbindelsen i midten av passbåndet.

Det er feil i PLL fasedetektorkretsen. I stedet for en kapasitans på 33 pF bør det være 0,033 µF og diodene VD4 og VD7 skal være slått på i motsatt polaritet. Riktig diagram er vist nedenfor.

Deretter mates spekteret til IF I-signalet med et bånd på 6,0-6,5 MHz til den integrerte kretsen MC3362, som konverterer denne frekvensen til IF II lik 8867 kHz Fig. 3. Denne frekvensverdien er diktert av bruken av allment tilgjengelige PAL-kvartsresonatorer i utformingen av hovedvalgfilteret (FSF). I dette tilfellet må innstillingsfrekvensen til glattområdegeneratoren (VFO) tilsvare

2367-2867 kHz, som den aritmetiske forskjellen mellom IF II og IF I. Denne generasjonsverdien er tilstrekkelig stabil for temperaturen og den mekaniske stabiliteten til GPA.

I mangel av PAL-resonatorer er det mulig å bruke ytterligere 7 stk. kvarts med en frekvens i frekvensområdet til deres resonans 8,5...9,5 MHz, med en tilsvarende endring i innstillingsområdet til GPA.

GPA-frekvensjusteringen er elektronisk ved hjelp av en multi-turn motstand.

Resonansen til kvartsresonatoren til referanselokaloscillatoren (LO) kan korrigeres av LC-elementer på den nedre skråningen av frekvensresponsen til kvartsfilteret (CF) for å danne det øvre mottakende sidebåndet (USB). Endring av det nødvendige mottaksbåndet på tvers av bånd skjer automatisk (synkront) med de valgte frekvensverdiene til synthesizernettet.

For å øke følsomheten til IF II-banen, samt for tilstedeværelsen av en tredje justerbar forsterker, ble det introdusert et lavt støybredbånd IF II-trinn på to gate-felteffekttransistorer KP327, som med tre justerbare trinn gjør det mulig å oppnå en forsterkningskontrolldybde på over 80 dB. Fra belastnings-PDT til IF II tilføres amplituden til IF II-signalet til AGC-detektoren. En motstand koblet i serie gir en tidsforsinkelse som respons på impulsstøy. Utladningstidskonstanten til RC-kretsen er 1s.

På grunn av den høye inngangsimpedansen felteffekttransistor første trinn + operasjonsforsterker, som et svært følsomt millivoltmeter med likestrømsforsterker (DCA), ble det mulig å bruke en ikke-polar kondensator med en kapasitet på 1 μF, som sikrer høy hastighet aktivering av AGC-ringen.

Å balansere iht DC S-måleren er inkludert i brudiagonalen. Dette tillot, uavhengig av den regulerende hvilestrømmen bipolar transistor, i fravær av et nyttig signal, sett indikatorpilen til null.

Fra kontrollutgangene til MC3362-mikrokretsen leveres verdiene til GPA- og eksosfrekvensene til henholdsvis den andre og tredje telleinngangen til den digitale skalaen (DS).

Når GPA-genereringsfrekvensen forsvinner, vises en reguleringsspenning av den digitale automatiske frekvenskontrollen (DAFC) ved utgangen til den digitale frekvenskontrollkretsen, som leveres til den innebygde automatiske frekvenskontrollvaricapen (AFC) til mikrokretsen, og dermed kompensere for avvikelsen av frekvensen. Når den elektroniske innstillingsmotstanden roteres, reagerer ikke den digitale DAC-frekvensomformeren på raske endringer i den målte frekvensen.

Jeg vil gjerne legge merke til utformingen av installasjonen på frontpanelet til TsSh-mottakeren med LED matriser lys smaragdglød. Å lese mottaksfrekvensverdien fra en slik skjerm er ikke særlig behagelig for øynene. Installering av farget beskyttelsesglass lar deg ikke bli kvitt den synlige visningen av husene til matrisegruppen. Hvis indikatorene er dekket tett med et matt filter laget av hvitt papir under gjennomsiktig pleksiglass, eller selve pleksiglasset behandles fra innsiden med finkornet sandpapir, får utseendet til lysende (gjennomsiktige) displaytall en sivilisert, fascinerende effekt! Når vekten er slått av vil kun et hvitt rektangel være synlig på mottakerpanelet, men er det malt hvitt vil selve frontpanelet være stilig.

Vi vil bruke en HF-omformer, noe som resulterer i en kortbølget domed en variabel første IF og en kvartsert første lokaloscillator. Denne løsningen, med en relativt lav IF, gir ikke bare god selektivitet for både tilstøtende kanal og speilkanalen gjennom hele HF-området, men også høy stabilitet av innstillingsfrekvensen. På grunn av dette var en lignende struktur for å konstruere HF-mottakere (og transceivere, for eksempel den legendariske UW3DI) veldig populær i pre-synthesizer-tiden. Siden utvidelsen av antall HF-bånd til en slik mottaker bare begrenses av tilgjengeligheten av kvarts for den første lokale oscillatoren ved de nødvendige frekvensene, som, som i gamle dager, og dessverre nå, i den nåværende vanskelige økonomiske forhold, representerer et visst problem, ble det utviklet en omformer som dekker de viktigste HF-områdene med kun én (maksimalt to) kvartsresonatorer. Jeg har allerede implementert en lignende løsning i to-rørs superheterodyn og viste gode resultater.

Skjemaet for den første versjonen av HF-omformeren er vist i fig. 2. og er allerede kjent for mange, fordi faktisk er det en tilpasning for halvledere, allerede kjent for oss fra publikasjonen ovenfor av en røromformer.

Dette er en firebåndsomformer som gir mottak på 80,40,20 og 10m båndene. På 80m utfører den dessuten funksjonene til en resonans UHF, og på resten - en omformer med en kvarts lokal oscillator. En lokaloscillator, stabilisert av bare én ikke-defekt 10,7 MHz kvarts (en resonansfrekvens i området 10,6-10,7 MHz er akseptabel uten vesentlige forskjeller i drift), opererer på 40m og 20m på grunnharmonikken til kvarts, og på 10. område på sin tredje harmoniske (32,1MHz). Skalaen kan være en enkel mekanisk skala med en bredde på 500 kHz på områdene 80 og 20 m - direkte, og 40 og 10 - omvendt (lik den som brukes i UW3DI). For å sikre frekvensområdene som er angitt i diagrammet, ble innstillingsområdet til den grunnleggende enkeltbåndsmottakeren beskrevet i første del av artikkelen valgt til å være 3,3-3,8 MHz.

Signalet fra antennekontakten XW1 mates til en justerbar attenuator laget på et dobbel potensiometer 0R1 og går deretter gjennom koblingsspolen L1 til et dobbeltkrets båndpassfilter (BPF) L2C3C8, L3C19 med kapasitiv kobling gjennom kondensator C12. I lys av det faktum at en antenne av hvilken som helst tilfeldig lengde kan brukes sammen med mottakeren, og selv når den justeres av en attenuator, kan motstanden til signalkilden ved PDF-inngangen variere over et bredt område, for å oppnå en rimelig stabil frekvensrespons under slike forhold, er en matchende motstand R1 installert på PDF-inngangen. Områdene byttes med SA1-bryteren. I kontaktposisjonen vist i diagrammet er 28 MHz-båndet slått på. Når du bytter til 14 MHz, kobles ekstra sløyfekondensatorer C2, C7 og C16, C18 til kretsene, og skifter resonansfrekvensene til kretsene til midten av driftsområdet og en ekstra koblingskondensator C11. Når du bytter til 7 MHz-området, kobles ekstra sløyfekondensatorer C1, C6 og C15, C17, og skifter resonansfrekvensene til kretsene til midten av driftsområdet og en ekstra koblingskondensator C10. Ved bytte til 3,5 MHz-området kobles kondensatorene C5, C14 og C9 til henholdsvis PDF-kretsene. For å utvide båndet på 80 m båndet ble motstand R4 introdusert. Denne fire-bånds PDF-filen er designet for bruk av en stor antenne i full størrelse og er laget i henhold til en forenklet design med kun to spoler, noe som viste seg å være mulig takket være flere funksjoner - de øvre områdene, hvor større følsomhet og selektivitet er nødvendig, er smal (mindre enn 3%), de nedre 80 m, hvor svært interferensnivået er høyt og en følsomhet på ca. 3-5 μV er ganske tilstrekkelig - bred (9%). Den påførte kretsen har høyest spenningsforsterkning ved 28 MHz med en nesten proporsjonal frekvensreduksjon mot 3,5 MHz, noe som reduserer noe forsterkningsredundans i de nedre områdene.

Mottakerens lokaloscillatoren er laget i henhold til en kapasitiv trepunktskrets (Colpitts-versjon) på transistoren VT1 koblet til OE. I denne kretsen er generering av oscillasjoner bare mulig med induktiv reaktans av resonatorkretsen, dvs. oscillasjonsfrekvensen er mellom frekvensene til seriell og parallell resonans, og denne betingelsen er gyldig både ved frekvensen til hovedresonansen til kvarts og ved dens odde harmoniske. Ved generering ved en grunnfrekvens på 10,7 MHz (på 40 og 20 m-området), består lokaloscillatorkretsen av en kvartsresonator ZQ1 og kondensatorene C4, C13. På det 10. området, ved bruk av bryterseksjon SA1.3, kobles induktor L3 med en induktans på 1 μH til kollektorkretsen VT1 i stedet for lastmotstand R3, som sammen med C13, kapasitansen til kollektorovergangen VT1 og monteringskapasitansen , danner en parallell resonanskrets innstilt til frekvensen til den tredje harmoniske av kvarts (omtrent 32,1 MHz), som sikrer aktivering av kvarts ved den tredje harmoniske. Motstand R2 bestemmer og stiller ganske stivt (på grunn av dyp OOS) driftsmodusen til transistoren VT1 for likestrøm. C22R6C24-kjeden beskytter den vanlige strømkretsen mot penetrering av lokaloscillatorsignalet inn i den.

Det valgte DFT-signalet mates til mikseren - den første porten til felteffekttransistoren VT2. Dens andre port mottar en lokaloscillatorspenning i størrelsesorden 1...3 Veff gjennom kondensator C20 (i 80m-området tilføres ikke strøm til lokaloscillatoren og transistoren VT2 fungerer i en typisk resonans UHF-modus). Som en resonansbelastning er den fulle viklingen til kommunikasjonsspolen L1 til basemottakeren koblet til avløpet VT2 (se diagram i fig. 1), hvor signalet til 1. mellomfrekvens (3300 - 3800 kHz) er isolert.

Seksjon SA1.4 av rekkeviddebryteren bytter frekvensen til referanselokaloscillatoren (USB-signal) slik at det tradisjonelle amatørradiomottaket til det øvre sidebåndet på 80- og 40m-båndet og det nedre på 10- og 20m-båndet er sikret +9V omformerens forsyningsspenning er stabilisert integrert stabilisator DA1.

Hvis det er mulig å kjøpe moderne småkvarts med en grunnleggende frekvens (første harmonisk) på 24,7-24,8 MHz, kan du lage en omformer for 5 områder (se fig. 3).
Mindre endringer i svitsjeutgangene til SA1-områdebryteren er hovedsakelig forbundet med introduksjonen av det femte området. For å koble til Makeevskaya digitalskala (TSH), er det gitt en bufferforsterker VT3 og en femte seksjon av bryteren SA1.5 (ikke vist i diagrammet i fig. 3), som styrer DS-tellemodus. Kretsen viste seg å være enkel i utseende, men... tenk deg hvor mange ledninger som må kjøres bare mellom de fem delene av SA1-bryteren og brettet!

Når du gjentar de beskrevne omformerne, er det nødvendig å følge de tradisjonelle reglene for installasjon av RF-enheter og sikre en minimumslengde (ikke mer enn 4-5 cm) på lederne som kobler omformeren til seksjonene SA1.1, SA1.2 og SA1. 3 for å minimere reaktiviteten de introduserer i resonanskretsene (når de er installert i form av en "netttangle", er dette hovedsakelig induktans), noe som kan komplisere justeringen av kretsene i de øvre områdene betydelig. Det var manglende overholdelse av disse reglene som var årsaken til feilene til noen kolleger i produksjonen av tube super på trykte kretskort.

For å forenkle designet og sikre dens gode repeterbarhet, ble det utviklet en universell utforming av en 4/5-båndsomformer med elektronisk rekkevidde-svitsjing, det skjematiske diagrammet er vist i fig. 4.

Ikke vær redd! 🙂 Grunnlaget for omformeren forblir det samme. Stor kvantitet tilleggsdeler er en pris for allsidig bruk og elektronisk kontroll av rekkeviddeveksling. For firebåndsversjonen (enkeltkvarts) er alle elementene unntatt de som er vist i oransje installert, og for tokvartsversjonen er alle elementene unntatt de som er vist i grønt installert. Bytting av PDF-områdene utføres ved hjelp av releer K1-K4, kontrollert av en enkeltseksjonsbryter SA1 (dvs. bare 5 ledninger jordet av HF). Bytting av driftsmodus og generasjonsfrekvens til den første lokale oscillatoren utføres av transistorbrytere VT2, VT3, kontrollert av en resistiv dekoder R14, R17, R18, R19. CB-tellemodusen styres av diodedekoderen VD3, VD5, VD6, VD7, VD10, og den mottatte siden byttes av diodedekoderen VD4, VD8, VD9. Disse kontrollalgoritmene er vist i tabellene i fig. 5.

Det reflekterer også Funksjoner ved tilkobling av Makeevskaya digital skala. I den gamle versjonen av TsSh (se. beskrivelse), som brukes i forfatterens versjon, for å sette den nødvendige telleformelen (se fig. 5) i tre-inngangsmodus, brukes to kontrollsignaler F8 og F9. I moderne versjon TsSh Makeevskaya co. LED-indikatorer kalt "Unik LED" (se. beskrivelse) kontinuiteten i kontrollen av tellemodusen er bevart og de tilsvarende pinnene kalles K1 og K2 (vist i parentes i diagrammet i fig. 4). Men i den moderne økonomiske versjonen av TsSh Makeevskaya med LCD-indikatorer kalt "Unik LCD" (se. beskrivelse) tellemodusen styres av bare én utgang, og bytter enten addisjons- eller subtraksjonsmodus for alle argumenter (dvs. de målte frekvensene til tre generatorer), men telleformelen vi trenger kan forhåndsprogrammeres og lagres i ikke-flyktig minne- i vårt tilfelle (se tabell Fig. 6) er det nødvendig å indikere at argument F3 alltid er negativt. Den samme enkeltpins-kontrollen av tellemodusen støttes også av Unique LED-digitalbryteren, slik at den om ønskelig kan programmeres og kobles til på samme måte som Unique LCD-digitalbryteren.

Konverter design. Alle omformerdeler er montert på en plate laget av ensidig folieglassfiberlaminat som måler 75x75 mm. En tegning av den i lay-format er tilgjengelig. For å redusere størrelsen er brettet designet for å installere hovedsakelig SMD-komponenter - motstander av standardstørrelse 1206, og kondensatorer 0805, importerte små elektrolytiske. Trimmere CVN6 fra BARONS eller lignende små. Releer med en driftsspenning på 12 V er små importerte releer med 2 koblingsgrupper av en mye brukt standardstørrelse, produsert under forskjellige navn - N4078, HK19F, G5V-2, etc. Som VT1, VT5 kan du bruke nesten alle silisium n-p-n transistorer med en strømoverføringskoeffisient på mindre enn 100, BC847-BC850, MMBT3904, MMBT2222, etc., som VT2, VT3 kan du bruke nesten alle silisium p-n-p transistorer med en strømoverføringskoeffisient på mindre enn 100, BC857-BC860, MMBT3906, etc. Diodene VD1-VD10 kan erstattes med innenlands KD521, KD522. Mottakerspolene L1-L4 er laget på rammer med en diameter på 7,5-8,5 mm med en SCR-trimmer og en standardskjerm fra IF-kretsene til fargeblokken til sovjetiske farge-TVer. Spoler L2-L3 inneholder 13 vindinger PEL, PEV-tråd med en diameter på 0,13-0,3 mm, viklet tur til sving. Kommunikasjonsspole L1 er viklet oppå bunnen av spole L2 og inneholder 2 vindinger, og kommunikasjonsspole L4 er viklet oppå bunnen av spole L3 og inneholder 7 vindinger av samme ledning. Choke L5, brukt i en enkeltkvartsversjon, er en liten importert en (grønn stripete). Om nødvendig kan alle spoler lages på alle andre rammer tilgjengelig for radioamatøren, selvfølgelig endre antall omdreininger for å oppnå den nødvendige induktansen og følgelig justere kretskorttegningen til den nye designen. Bilde av det sammensatte brettet.

Innstillinger er også ganske enkel og standard. Etter å ha kontrollert riktig installasjon og DC-modus, kobler vi et rørvoltmeter til VT5-emitteren (kontakt J4) for å overvåke det lokale oscillatorspenningsnivået vekselstrøm(hvis du ikke har en industriell en, kan du bruke en enkel diodeprobe, lik den som er beskrevet i) eller et oscilloskop med en båndbredde på minst 30 MHz med en lavkapasitansdeler (høymotstandsprobe); i ekstreme tilfeller, koble den gjennom en liten kapasitans.

Ved å bytte til 40 og 20m-områdene sjekker vi for tilstedeværelsen av et vekselspenningsnivå på omtrent 1-2 Veff. Vi kontrollerer på samme måte funksjonen til lokaloscillatoren på 15- og 10m-båndene. Dette er for en to-kvarts-versjon, men hvis vi lager en enkelt-kvarts (quad-band) versjon, så slår vi på 10m rekkevidden og ved å justere C25 oppnår vi maksimal generasjonsspenning - den skal være omtrent på samme nivå. Deretter, ved å koble en frekvensmåler (FC) til kontakt J4, kontrollerer vi de lokale for samsvar med dataene i tabellen vist i fig. 5.

Hvis du har enheter som frekvensresponsmåler eller GSS, eller enda bedre NWT, er det bedre å konfigurere PDF-filen uavhengig av basemottakeren. For å gjøre dette lukker vi motstand R5 midlertidig med en trådhopper slik at lokaloscillatorsignalet ikke forstyrrer oss, kobler en 220 ohm lastmotstand til kontakt J2 og kobler den til NWT-inngangen (eller en utgangsindikator, for eksempel , et oscilloskop med en båndbredde på minst 30 MHz med en lavkapasitans divider (høyimpedans probe) følsomhet som ikke er dårligere enn titalls mV). På antenneinngang koble til NWT-utgangen (GSS eller frekvensresponsmåler). For korrekte målinger setter vi utgangsnivået slik at det ikke er noen merkbar overbelastning av to-gate transistoren, som i dette tilfellet fungerer som en UHF. Fraværet av overbelastning kan bestemmes av den uendrede frekvensresponsen når signalet reduseres, for eksempel med 10 dB eller, ved bruk av GSS, proporsjonaliteten til endringen i utgangsnivået til endringen i inngangsnivået, til og med med samme 10 dB. Det anbefales å utføre en slik kontroll (for å sikre at målebanen ikke overbelastes) regelmessig., for ikke å tråkke på den typiske raken for nybegynnere.

Og vi går videre til å sette opp PDF-en, med start fra 80 meter rekkevidde. Ved å justere trimmerne til spolene L2, L3 oppnår vi den nødvendige frekvensresponsen på skjermen (hvis vi konfigurerer den ved å bruke GSS, setter vi gjennomsnittsfrekvensen til området til 3,65 MHz på den og oppnår det maksimale utgangssignalet). Så går vi videre til å sette opp PDF-en på andre bånd, fra 10m, men vi berører ikke spolekjernene lenger! Og vi justerer trimmerne som tilsvarer rekkevidden - på området 10m - disse er C5, C20, 15m - C10, C19, 20m - C9, C18 og 40m - C8, C17.

Sammenkoblingsskjemaet er vist i fig. 6. +5V strømforsyningen leveres av en ekstern integrert stabilisator 0DA1, montert på metallkroppen til mottakeren for bedre kjøling. Filter 0С2.0R3 gir frakobling av den digitale bryterforsyningen og reduserer oppvarmingen av 0DA1-stabilisatoren ved bruk av digital bryter med LED-indikatorer, forbruker opptil 200 mA. Når du kobler til den økonomiske "Unique LCD"-digitalbryteren, som bare bruker 18 mA, er de anbefalte filterverdiene angitt i parentes, og den tillatte effekttapet til motstanden 0R3 kan reduseres til 0,125 W. Etter å ha koblet omformeren (hvis kortene ble konfigurert separat fra hverandre) til basemottakeren, må du kontrollere om sammenkoblingen av den første kretsen til den første IF (på spole L2 Fig. 1.) har forsvunnet, og hvis nødvendig, juster den i henhold til metoden som er skissert i første del av artikkelen. Det er bedre å gjøre dette på en eller annen bred rekkevidde, for eksempel på 10 eller 15m, slik at PDF-en ikke begrenser båndbredden til hele RF/IF-banen til mottakeren nevneverdig når du tuner over hele området til 1. IF.

Foto utseende sammensatt fem-bånds mottaker

bilde av installasjonen:

En riktig konfigurert mottaker har en følsomhet ved s/n = 10 dB ikke dårligere (sannsynligvis merkbart bedre, men jeg kan ikke måle den mer nøyaktig med utstyret som nå er tilgjengelig) 0,4 µV (10m) til 2 µV (80m). Lenge ble mottakeren testet med surrogatantenne (15 meter ledning fra 4. etasje til et tre), jeg liker hvordan det fungerer. Takket være den fantastiske DDR-rovsky EMF høres det saftig og vakkert ut (så lenge frekvensnaboene ikke forstyrrer 🙂), effektivt (jeg bruker nesten aldri en attenuator) og AGC fungerer jevnt, GPA-frekvensen er ganske stabil uten ethvert termisk stabiliseringsarbeid, den innledende utløpet er mindre enn 1 kHz, derfor, umiddelbart etter at den slås på, aktiveres Makeevskaya DAC og du kan bruke mottakeren uten oppvarming - frekvensen står forankret til stedet under enhver veksling av band.

Du kan diskutere designen til mottakeren, gi uttrykk for din mening og forslag på forum

S. Belenetsky,US5MSQ Kiev, Ukraina

De viktigste tekniske egenskapene:

Frekvensområde……………………………………………………………………………… 80 - 10 m,

Modulasjonstype……………………………………………………………………………………… SSB,

Følsomhet………………………………………………………………………...0,3 µV,

Båndbredde……………………………………………………………………… 2,4 kHz,

Dynamisk område……………………………………………………………………… 100 dB,

Undertrykkelse av inter.mod. ikke mindre………………………………….. – 70 dB,

Byttbar UHF…………………………………………………………+8 dB,

Deaktiver impulsdemper innblandingvarighet ... fra 0,1 μs til 2 ms,

Justerbart hakkfilter med bånd…………70 Hz,

Dybde av undertrykkelse ikke mindre enn …………………………………... – 65 dB,

To-nivå IF AGC med dynamisk begrensning... 85 dB,

Forsyningsspenning………………………………………………………………......... 12 - 13,8 V,

Strømforbruk………………………………………………………………………………… 65 mA.

Strukturen består av tre blokker:

Mottaker hovedkort;

GPA enhet;

Digital skala-frekvensmåler.

Ved å erstatte de to siste blokkene med en integrert frekvenssynthesizer kan du lage et kompakt mottakerdesign med et ekstra sett med servicefunksjoner.

Nedenfor er kretsskjemaer hovedenhet og GPA.

Digital skala – "Makeevskaya".

For å forenkle og ikke rote tegningen, er det ingen nummerering av radioelementer i diagrammet.

Mottakeren er en dobbel fremed faste IF-er. Denne beslutningen ble tatt på grunn av problemene med å produsere høykvalitets kvartsfiltre med én konvertering og fordele forsterkningen på tvers av frekvenser med dobbel konvertering for å oppnå stabil forsterkning som helhet.

Bruken av SIF TV som et forhåndsvalgsfilter med et passbånd på 300 kHz beskytter K174XA2-inngangen mot kraftig interferens utenfor båndet, og forenkler også valget av kvartsresonatorer for 1. IF og XO med en avstand på 500 kHz . Importert analog filter FP1P8-62.0 ( gul prikk på kroppen) – SFT5.5MA.

IF-verdien, avhengig av filteret som brukes, kan være 6,5 MHz med passende justering av frekvensene til VFO- og kvartsresonatorene.

K174XA2-brikken har, i tillegg til høy forsterkning ved en frekvens på 500 kHz, innebygde trinn med effektiv AGC.

En svært dynamisk, byttebar AMP er etterspurt i HF-båndene.

Bruken av en dobbeltbalansert mikser gir et høyt nivå avtrykkelse.

Undertrykkelse av den forstyrrende bæreren utføres ved å slå på en serieresonanskvartsresonator parallelt med oscillerende krets og en EMF som kan avstemmes i passbåndet ved bruk av en variabel kondensator med et solid dielektrikum fra en lommemottaker, hvis seksjoner er parallelle.

Når flere resonatorer er koblet i serie, reduseres avvisningsbåndet. Så, med en resonator (på et nivå på 6/50 dB) - 400/1000 Hz, med to - 200/450 Hz og med tre - 70/200 Hz.

P-i-n-dioden slår av NOTCH-noden.

En kort kommentar til driften av impulsstøydemperkretsen (NB).

Alle moderne transceivere har en innebygd NB, men bare noen få operatører bruker den, og hovedsakelig når det er forstyrrelser fra bilens tenning, fordi NB reagerer tydelig bare på dem (enkelt); den reagerer middelmådig på lynutladninger (utsmurt). ).

Viktigst, når du mottar en kraftig stasjon nær en frekvens (utenfor filterpassbåndet), blir det nyttige signalet forvrengt, fordi I talespekteret til SSB-signalet er det korte pulser som, i form av å taste mottaksbanen, "river" det nyttige signalet.

En tidsforsinkelse ble introdusert i KARLSON-II-mottakerkretsen for drift langt etter slutten av interferenspulsen basert på en one-shot-enhet satt sammen på K561LA7-logikken.

Dermed passer interferens med en varighet på 1 μs til 2 ms inn i intervallet til en løpende monostabil med forsinkelseselementer på 2 ms.

Når du sjekket funksjonaliteten til denne kretsenheten, reagerte ikke mottakeren i det hele tatt på pulsene til en gass-elektrisk lighter nær selve antennen og i det fjerne. Utsmurte pulser fra lysbrytere er også vellykket undertrykt. Jeg tror at lynnedslagene er over.

Det skal bemerkes at S-meteravlesningen i mottakeren ikke blokkeres av IF (RF) forsterkningsknappen. Dette ble gjort spesifikt for å stille inn ønsket forsterkning og lese S-meteravlesningen på den, og ikke som i importerte enheter.

Det vil si «som jeg hører, så ser jeg».

Kretsavstemmingsfrekvensene i diagrammet er uthevet i rødt.

Et aktivt lavpassfilter satt sammen på støysvake operasjonsforsterkere kutter av frekvenser over 2,4 kHz, og undertrykker derved slitsom "hvit" støy og justerer frekvensresponsen til EMF til egenskapene til komfortabelt sendemottak.

Jobb elektrisk diagram KARLSON-II-mottakeren kan karakteriseres i sammenligning med mottaksytelsen til IC-706MKII-transceiveren.

Så mens du lyttet til den samme SSB-minnestasjonen 9. mai, som opererer fra den tredje regionen på 20-metersbåndet, begynte noen fra Vest-Europa å jamme den (du kan gjette hvem!), og IC mottok bare "grøt".

KARLSON-II-radiobanen tillot meg å fortsette å tydelig høre minnesmerket og dette rasshøllet på samme tid.

B. Popov (UN7CI)

Petropavlovsk, Kasakhstan

Bruken av SIF TV som et forhåndsvalgsfilter med et passbånd på 300 kHz beskytter K174XA2-inngangen mot kraftig interferens utenfor båndet, og forenkler også valget av kvartsresonatorer for 1. IF og XO med en avstand på 500 kHz . En importert analog av FP1P8-62.0-filteret (gul prikk på kroppen) er SFT5.5MA.