Den største ulempen med middels og høy effekt lineære stabilisatorer er deres lave effektivitet. Dessuten, jo mindre utgangsspenning strømkilde, jo lavere blir effektiviteten. Dette forklares av det faktum at i stabiliseringsmodus er strømtransistoren til strømforsyningen vanligvis koblet i serie med lasten, og for normal drift av en slik stabilisator, en kollektor-emitterspenning (11ke) på minst 3. ..5 V skal virke på reguleringstransistoren.Ved strømmer over 1 A gir dette betydelige effekttap på grunn av frigjøring av termisk energi som spres i effekttransistoren. Noe som fører til behovet for å øke arealet til kjøleribben eller bruke en vifte for tvungen kjøling.

Utbredt på grunn av deres lave kostnader, har integrerte lineære spenningsstabilisatorer på mikrokretser fra 142EN (5...14) serien den samme ulempen. I I det siste dukket opp på salg importerte mikrokretser fra "LOW DROP"-serien (SD, DV, LT1083/1084/1085). Disse mikrokretsene kan operere med redusert spenning mellom inngang og utgang (opptil 1...1,3 V) og gi en stabilisert utgangsspenning i området 1,25...30 V ved en belastningsstrøm på 7,5/5/3 A, hhv. Den nærmeste innenlandske analogen når det gjelder parametere, type KR142EN22, har en maksimal stabiliseringsstrøm på 5 A.

Ved maksimal utgangsstrøm er stabiliseringsmodus garantert av produsenten med en inngangs-utgangsspenning på minst 1,5 V. Mikrokretsene har også innebygget beskyttelse mot overstrøm i belastningen av tillatt verdi og termisk beskyttelse mot overoppheting av saken.

Disse stabilisatorene gir utgangsspenningsustabilitet på "0,05%/V, ustabilitet av utgangsspenningen når utgangsstrømmen endres fra 10 mA til en maksimal verdi på ikke dårligere enn 0,1%/V. En typisk koblingskrets for slike spenningsstabilisatorer er vist i Fig. 4.1.

Kondensatorer C2...C4 bør være plassert nær mikrokretsen og det er bedre om de er tantal. Kapasitansen til kondensator C1 velges fra betingelsen på 2000 μF per 1 A strøm. Mikrokretser er tilgjengelige i tre typer husdesign, vist i fig. 4.2. Boligtypen er spesifisert med de siste bokstavene i betegnelsen. Mer detaljert informasjon for disse mikrokretsene er tilgjengelig i referanselitteraturen, for eksempel J119.

Det er økonomisk mulig å bruke slike spenningsstabilisatorer når belastningsstrømmen er mer enn 1 A, så vel som ved mangel på plass i designet. Diskrete elementer kan også brukes som en økonomisk strømforsyning. Vist i fig. 4.3-kretsen er designet for en utgangsspenning på 5 V og en laststrøm på opptil 1 A. Den sikrer normal drift ved en minimumsspenning på effekttransistoren (0,7... 1,3 V). Dette oppnås ved å bruke en transistor (VT2) med lav spenning i åpen tilstand som effektregulator. Dette gjør at stabilisatorkretsen kan operere ved lavere inngangs-utgangsspenninger.

Kretsen har beskyttelse (triggertype) i tilfelle strømmen i lasten overstiger den tillatte verdien, samt spenningen ved inngangen til stabilisatoren overstiger 10,8 V.

Beskyttelsesenheten er laget på transistor VT1 og tyristor VS1. Når tyristoren utløses, slår den av strømmen til DA1-mikrokretsen (pinne 7 er kortsluttet til fellesledningen). I dette tilfellet vil transistor VT3, og derfor VT2, lukke og utgangen vil ha null spenning. Kretsen kan bare returneres til sin opprinnelige tilstand etter å ha eliminert årsaken som forårsaket overbelastningen ved å slå av og deretter på strømforsyningen.

SZ-kondensatoren er vanligvis ikke nødvendig - dens oppgave er å lette oppstarten av kretsen i øyeblikket den slås på.

Kretsen kan bare returneres til sin opprinnelige tilstand etter å ha eliminert årsaken som forårsaket overbelastningen ved å slå av og deretter på strømforsyningen. SZ-kondensatoren er vanligvis ikke nødvendig - dens oppgave er å lette oppstarten av kretsen i øyeblikket den slås på. Topologi kretskort for installasjon av elementer er vist i fig. 4.4 (den inneholder én volumhopper). Transistor VT2 er installert på radiatoren.

Følgende deler ble brukt i produksjonen: justert motstand R8 type SPZ-19a, andre motstander av enhver type; kondensatorer C1 - K50-29V for 16 V, C2...C5 - K10-17, C5 - K52-1 for 6,3 V. Kretsen kan suppleres LED-indikator beskyttelsesaktivering (HL1). For å gjøre dette må du installere tilleggselementer: diode VD3 og motstand R10, som vist i fig. 4.5.

Litteratur: I.P. Shelestov - Nyttige diagrammer for radioamatører, bok 3.

Stabil forsyningsspenning er en forutsetning riktig drift mange elektroniske enheter. For å stabilisere DC spenning På lasten, når nettspenningen svinger og strømmen som forbrukes av lasten endres, installeres likespenningsstabilisatorer mellom likeretteren med et filter og lasten (forbrukeren).

Utgangsspenningen til stabilisatoren avhenger av både inngangsspenningen til stabilisatoren og belastningsstrømmen (utgangsstrømmen):

Vi finner full differensial spenningsendring ved endring og:

La oss dele høyre og venstre side med , og også multiplisere og dele det første leddet på høyre side med , og det andre leddet med .

Vi introduserer notasjonen og passerer til endelige trinn

Her er stabiliseringskoeffisienten lik forholdet mellom inkrementene av inngangs- og utgangsspenninger i relative enheter;

Intern (utgangs) motstand av stabilisatoren.

Stabilisatorer er delt inn i parametrisk og kompensasjon.

Den parametriske stabilisatoren er basert på bruk av et element med ikke-lineær karakteristikk, for eksempel en halvleder zenerdiode (se § 1.3). Spenningen på zenerdioden i området med reversibel elektrisk sammenbrudd er nesten konstant med en betydelig endring i reversstrømmen gjennom enheten.

Diagrammet av den parametriske stabilisatoren er vist i fig. 5.10, a.

Ris. 5.10. Parametrisk stabilisator (a), dens ekvivalente krets for inkrementer (b) og de ytre egenskapene til likeretteren med en stabilisator (kurve 2) og uten en stabilisator (kurve) (c)

Inngangsspenningen til stabilisatoren må være større enn stabiliseringsspenningen til zenerdioden. For å begrense strømmen gjennom zenerdioden monteres en ballastmotstand Utgangsspenningen fjernes fra zenerdioden. En del av inngangsspenningen går tapt over motstanden, resten påføres belastningen:

Vi tar hensyn til det, vi får

Den største strømmen går gjennom zenerdioden kl

Den minste strømmen går gjennom zenerdioden kl

Hvis betingelsene er oppfylt - zenerdiodestrømmer begrenser stabiliseringsseksjonen, er spenningen over lasten stabil og lik. Fra .

Når strømmen øker, øker spenningsfallet med . Når belastningsmotstanden øker, avtar belastningsstrømmen, strømmen gjennom zenerdioden øker med samme verdi, spenningsfallet over og over belastningen forblir uendret.

For å finne det, vil vi bygge en ekvivalent krets for stabilisatoren i fig. 5.10, og for trinn. Det ikke-lineære elementet fungerer i stabiliseringsseksjonen, hvor motstanden mot vekselstrøm er en parameter for enheten. Utskiftingskretsen til stabilisatoren er vist i fig. . Fra den tilsvarende kretsen får vi

Med tanke på det i stabilisatoren har vi

For å finne , akkurat som når vi beregner parametrene til forsterkere (se § 2.3), bruker vi det ekvivalente generatorteoremet og setter , deretter motstanden ved utgangen av stabilisatoren

Uttrykk (5.16), (5.17) viser at parametrene til stabilisatoren bestemmes av parametrene til halvlederzenerdioden (eller annen enhet) som brukes. Vanligvis for parametriske stabilisatorer er det ikke mer enn 20-40, men varierer fra flere ohm til flere hundre ohm.

I noen tilfeller viser slike indikatorer seg å være utilstrekkelige, da brukes kompenserende stabilisatorer. I fig. Figur 5.11 viser en av de enkleste kretsene av kompensasjonsstabilisatorer, der lasten er koblet til inngangsspenningskilden gjennom et regulerende ikke-lineært element, transistor V. Et OS-signal tilføres til basen av transistoren gjennom op-amp. Inngangen til op-ampen mottar spenninger fra en motstandsdeler med høy motstand og en referanse (referanse)spenning.

Ris. 5.11. Den enkleste ordningen kompensasjonsstabilisator med op-amp

La oss vurdere driften av stabilisatoren. La oss anta at spenningen har økt, etterfulgt av en økning og I dette tilfellet påføres en positiv spenningsøkning på den inverterende inngangen til op-ampen, og en negativ spenningsøkning oppstår ved utgangen av op-ampen. Forskjellen mellom base- og emitterspenningen påføres kontrollemitterkrysset til transistoren V. I modusen vi vurderer, synker transistorstrømmen V og spenningen på utgangen synker nesten til sin opprinnelige verdi. På samme måte vil endringen i utganger bli utarbeidet når den øker eller reduseres: vil endres, det tilsvarende tegnet vises, og transistorstrømmen vil endres. er veldig høy, siden driftsmodusen til zenerdioden praktisk talt ikke endres under drift, og strømmen gjennom den er stabil.

Kompenserende spenningsstabilisatorer produseres i form av IC-er, som inkluderer et regulerende ikke-lineært element, transistor V, en op-amp og kretser som kobler belastningen til inngangen.

I fig. 5.10, c viser den ytre karakteristikken til en strømkilde med en stabilisator, dens arbeidsområde er begrenset av gjeldende verdier

I denne forbindelse "blir" en del av spenningen som leveres til utgangen til stabilisatoren på transistoren, og resten går til utgangen til stabilisatoren. Hvis du øker spenningen i bunnen av en kompositttransistor, vil den åpne seg og spenningsfallet over den vil avta, og spenningen ved utgangen av stabilisatoren vil tilsvarende øke. Og vice versa. I begge tilfeller vil spenningsverdien ved utgangen av stabilisatoren være nær spenningsnivået ved bunnen av kompositttransistoren.

Opprettholdelse av spenningsverdien ved utgangen av stabilisatoren på et gitt nivå utføres på grunn av det faktum at en del av utgangsspenningen (negativ spenning tilbakemelding) fra spenningsdeleren R10, R11, R12 går til operasjonsforsterkeren DA1 (negativer). Utgangsspenningen til operasjonsforsterkeren i denne kretsen vil tendere til en verdi hvor spenningsforskjellen ved inngangene vil være null.

Dette skjer som følger. Tilbakekoblingsspenningen fra motstand R11 tilføres inngang 4 på operasjonsforsterkeren. Ved inngang 5 opprettholder zenerdioden VD6 en konstant spenningsverdi (referansespenning). Spenningsforskjellen ved inngangene forsterkes av operasjonsforsterkeren og tilføres gjennom motstand R3 til bunnen av kompositttransistoren, spenningsfallet over som bestemmer verdien av utgangsspenningen til stabilisatoren. En del av inngangsspenningen fra motstand R11 blir igjen tilført operasjonsforsterkeren. Sammenligningen av tilbakekoblingsspenningen med referansespenningen og effekten av utgangsspenningen til operasjonsforsterkeren på utgangsspenningen til stabilisatoren skjer således kontinuerlig.

Hvis spenningen ved utgangen av stabilisatoren øker, øker også tilbakekoblingsspenningen som tilføres inngang 4 på operasjonsforsterkeren, som blir større enn referansespenningen.

Forskjellen mellom disse spenningene forsterkes av en operasjonsforsterker, hvis utgangsspenning avtar og slår av den sammensatte transistoren. Som et resultat øker spenningsfallet over den, noe som forårsaker en reduksjon i utgangsspenningen til stabilisatoren. Denne prosessen fortsetter til tilbakemeldingsspenningen blir nesten lik referansespenningen (forskjellen deres avhenger av typen operasjonsforsterker som brukes og kan være 5...200 mV).

Når utgangsspenningen til stabilisatoren synker, skjer den omvendte prosessen. Siden tilbakekoblingsspenningen avtar, og blir mindre enn referansespenningen, øker forskjellen mellom disse spenningene ved utgangen av tilbog åpner den sammensatte transistoren, og øker dermed utgangsspenningen til stabilisatoren.

Størrelsen på utgangsspenningen avhenger av et ganske stort antall faktorer (strøm forbrukt av lasten, spenningssvingninger i primærnettet, svingninger i omgivelsestemperatur, etc.). Derfor skjer de beskrevne prosessene i stabilisatoren kontinuerlig, dvs. utgangsspenningen svinger konstant med svært små avvik i forhold til en forhåndsbestemt verdi.

Kilden til referansespenningen som tilføres inngang 5 på operasjonsforsterkeren DA1 er zenerdioden VD6. For å øke stabiliteten til referansespenningen, tilføres forsyningsspenningen til den fra en parametrisk stabilisator på VD5-zenerdioden.

For å beskytte stabilisatoren mot overbelastning, brukes en optokobler VU1, en strømsensor (motstand R8) og en transistor VT3. Bruken av en optokobler i beskyttelsesenheten (en LED og en fototyristor som har en optisk tilkobling og montert i ett hus) øker driftssikkerheten.

Når strømmen som forbrukes av belastningen fra stabilisatoren øker, øker spenningsfallet over motstanden R8, og derfor øker spenningen som tilføres basen til transistoren VT3. Ved en viss verdi av denne spenningen når kollektorstrømmen til transistoren VT3 verdien som kreves for å tenne LED-en til optokobleren VU1.

LED-strålingen slår på optokoblertyristoren, og spenningen ved bunnen av kompositttransistoren synker til 1 ... 1,5V, siden den er koblet til fellesbussen gjennom den lave motstanden til den påslåtte tyristoren. Som et resultat lukkes den sammensatte transistoren, og spenningen og strømmen ved utgangen av stabilisatoren reduseres til nesten null. Spenningsfallet over motstanden R8 avtar, transistoren VT3 lukkes og optokobleren lyser stopper, men tyristoren forblir på til spenningen ved sin anode (i forhold til katoden) blir mindre enn 1 V. Dette vil kun skje hvis inngangsspenningen dreies av stabilisator eller kontaktene til SB1-knappen er lukket.

Kort om formålet med de gjenværende elementene i kretsen. Motstand R1, kondensator C2 og zenerdiode VD5 danner en parametrisk stabilisator som tjener til å stabilisere forsyningsspenningen til operasjonsforsterkeren og foreløpig stabilisere forsyningsspenningen til referansespenningskilden R5, VD2. Motstand R2 gir startspenningen ved bunnen av kompositttransistoren, noe som øker påliteligheten til stabilisatoroppstarten Kondensator SZ forhindrer eksitering av stabilisatoren ved lav frekvens. Motstand R3 begrenser utgangsstrømmen til operasjonsforsterkeren i tilfelle kortslutning ved utgangen (for eksempel når optokoblertyristoren er slått på).

Krets R4, C2 forhindrer eksitering av operasjonsforsterkeren og velges i henhold til anbefalingene gitt i referanselitteraturen for den spesifikke typen operasjonsforsterker.

Zenerdiode VD7 og motstand R7 danner en parametrisk stabilisator, som tjener til å opprettholde forsyningsspenningen til beskyttelsesenheten på et konstant nivå når utgangsspenningen til stabilisatoren endres.

Motstand R6 begrenser kollektorstrømmen til transistoren VT3 til nivået som kreves for normal drift av optokobler-LED. Som motstand R6, bruk en motstand av type C5-5 eller en hjemmelaget en laget av høymotstandstråd (for eksempel en spiral fra et strykejern eller kokeplate).

Kondensator C1 reduserer rippelnivået til inngangsspenningen, og C5 - utgangsspenningen til stabilisatoren. Kondensator C6 blokkerer utgangskretsen til stabilisatoren for høyfrekvente harmoniske. Det normale termiske regimet til transistoren VT2 ved høye belastningsstrømmer sikres ved å installere den på en radiator med et areal på minst 100 cm.

Stabilisatoren gir jevn justering av utgangsspenningen innenfor 4,5...12 V ved en utgangsstrøm på opptil 1 A med et krusningsnivå på utgangsspenningen på ikke mer enn 15 mV. Overbelastningsbeskyttelse aktiveres når utgangsstrømmen overstiger 1,1 A.

Nå om å bytte ut elementer. Operasjonsforsterkeren K553UD1 kan byttes ut med K140UD2, K140UD9, K553UD2. Transistor VT1 kan være av typen KT603, KT608, og VT2 - KT805, KT806, KT908 osv. med alle bokstavindekser. Optokobler - den angitte typen med hvilken som helst bokstavindeks.

Spenning vekselstrøm tilføres stabilisatorlikeretteren fra enhver nedtrappingstransformator som gir en utgangsspenning på minst 12 V ved en strøm på 1 A. Utgangstransformatorene TVK-110 LM og TVK-110 L1 kan brukes som en slik transformator.

Stabilisator på en spesialisert brikke

Transformatorene ovenfor kan brukes sammen med en spenningsstabilisator, diagrammet som er vist i figuren. Den er satt sammen på en spesialisert integrert krets K142EN1. Det er en kontinuerlig spenningsstabilisator med sekvensiell tilkobling av kontrollelementet.

Tilstrekkelig høy ytelsesegenskaper, innebygd som opererer fra en ekstern strømsensor, og en stabilisator på/av-krets fra ekstern kilde signal gjør det mulig å produsere en stabilisert strømforsyning basert på den, og gir utgangsspenninger i området 3...12 V.

Kretsen til den integrerte spenningsstabilisatoren i seg selv kan ikke gi en laststrøm på mer enn 150 mA, noe som tydeligvis ikke er nok for driften av noen enheter. Derfor, for å øke belastningskapasiteten til stabilisatoren, kobles en effektforsterker basert på en sammensatt transistor VT1, VT2 til utgangen. Takket være dette kan utgangsstrømmen til stabilisatoren nå 1,5 A i det angitte utgangsspenningsområdet.

Tilbakekoblingsspenningen som tilføres utgangen til den integrerte kretsen DA1, som i denne kretsen fungerer som en negativ tilbakekoblingsforsterker med en intern referansespenningskilde, fjernes fra motstand R5. Motstand R3 fungerer som en strømsensor for overstrømsbeskyttelsesenheten. Motstander R1, R2 gir driftsmodusen til transistoren VT2 og den interne beskyttelsestransistoren til den integrerte kretsen DA1. Kondensator C2 eliminerer selveksitering av den integrerte kretsen ved høye frekvenser.

Motstand R3 er trådviklet, lik den som er beskrevet tidligere. Som transistor VT1 kan du bruke transistorer som KT603, KT608 og VT2 - KT805, KT809 osv. med alle bokstavindekser.

Så kretsen til den enkleste komper vist i figuren til høyre.

Betegnelser:

1. I R - strøm gjennom ballastmotstanden (R 0)
2. I st - strøm gjennom zenerdioden
3. I n - belastningsstrøm
4. Iin - inngangsstrøm til operasjonsforsterkeren
5. I d - strøm gjennom motstand R 2
6. Uin - inngangsspenning
7. U ut - utgangsspenning (spenningsfall over lasten)
8. U st - spenningsfall over zenerdioden
9. U d - spenning fjernet fra den resistive deleren (R 1, R 2)
10. U op-amp - utgangsspenning til operasjonsforsterkeren
11. U be - spenningsfall over p-n-kryss base-emitter transistor

Hvorfor kalles en slik stabilisator kompensasjon og hva er fordelene med den? Faktisk er en slik stabilisator et kontrollsystem med negativ spenningstilbakemelding, men for de som ikke vet hva det er, vil vi starte langveis fra.

Som du husker, forsterker en operasjonsforsterker spenningsforskjellen mellom inngangene. Spenningen ved den ikke-inverterende inngangen er lik stabiliseringsspenningen til zenerdioden (U st). Til den inverterende inngangen leverer vi en del av utgangsspenningen hentet fra deleren (U d), det vil si der har vi en utgangsspenning delt på en viss koeffisient bestemt av motstandene R 1, R 2. Forskjellen mellom disse spenningene (U st -U d) er et feilsignal; det viser hvor mye spenningen fra deleren avviker fra spenningen på zenerdioden (la oss betegne denne forskjellen med bokstaven E).

Videre er utgangsspenningen til op-ampen lik E*K ou, der K ou er forsterkningen til operasjonsforsterkeren med en åpen tilbakekoblingssløyfe (i engelsk litteratur G openloop). Spenningen over lasten er lik forskjellen mellom spenningen ved utgangen av op-ampen og spenningsfallet over p-n-krysset til base-emitteren til transistoren.

Matematisk ser alt vi snakket om ovenfor slik ut:

U ut =U ou -U være =E*K ou -U være (1)

E=U st -U d (2)

La oss se nærmere på den første ligningen og transformere den til denne formen:

E=U ut / K ou + U be / K ou

La oss nå huske hva hovedfunksjon operasjonsforsterkere og hvorfor alle elsker dem så mye? Det stemmer, hovedtrekket deres er en enorm gevinst, i størrelsesorden 10 6 eller mer (for en ideell op-amp er det generelt lik uendelig). Hva gir dette oss? Som du kan se, på høyre side av den siste ligningen, har begge ledd K ou i divisoren, og siden K ou er veldig veldig stor, er derfor begge disse leddene veldig veldig små (med en ideell op amp har de en tendens til å null). Det vil si at kretsen vår, når den er i drift, har en tendens til en tilstand der feilsignalet er null. Vi kan si at operasjonsforsterkeren sammenligner spenningene ved inngangene, og hvis de er forskjellige (hvis det er en feil), endres spenningen ved utgangen av op-ampen slik at spenningsforskjellen ved inngangene blir null. Han søker med andre ord å kompensere for feilen. Derav navnet på stabilisatoren - kompensasjon.

0=U st -U d (2*)

U d, som vi husker, er en del av utgangsspenningen fjernet fra deleren over motstandene R 1, R 2. Hvis vi beregner deleren vår, og ikke glemmer inngangsstrømmen til op-ampen, får vi:

og etter å ha erstattet dette uttrykket i ligning (2*), kan vi skrive følgende formel (3) for utgangsspenningen:

Inngangsstrømmen til operasjonsforsterkeren er vanligvis veldig liten (mikro-, nano- og til og med pikoampere), derfor kan vi, med en tilstrekkelig stor strøm I d, anta at strømmen i begge deler av deleren er den samme og lik I d , kan leddet lengst til høyre i formel (3) betraktes som lik null, og omskriv formel (3) som følger:

U ut =U st (R 1 +R 2)/R 2 (3*)

Når du beregner motstander R 1, R 2, er det nødvendig å huske at formel (3*) bare er gyldig når strømmen gjennom delemotstandene er mye større enn inngangsstrømmen til operasjonsforsterkeren. Verdien av Id kan estimeres ved å bruke formlene:

Id=Ust/R2 eller Id=U ut/(R1+R2).

La oss nå evaluere området for normal drift av stabilisatoren vår, beregne R0 og tenke på hva som vil påvirke stabiliteten til utgangsspenningen.

Som det fremgår av den siste formelen, kan bare stabiliteten til referansespenningen ha en betydelig innvirkning på stabiliteten til Uout. Referansespenningen er den som vi sammenligner en del av utgangsspenningen med, det vil si at det er spenningen over zenerdioden. Vi vil vurdere motstanden til motstandene som uavhengig av strømmen som strømmer gjennom dem (vi vurderer ikke temperaturustabilitet). Avhengigheten av utgangsspenningen av spenningsfallet ved p-n-krysset til transistoren (som er svak, men avhenger av strømmen), som i tilfellet med , forsvinner også (husk da vi beregnet feilen fra den første formelen - vi delte fallet ved BE-krysset til transistoren med K ou og beregnet dette uttrykket lik null på grunn av den meget store forsterkningen til op-ampen).

Av ovenstående følger det at hovedmåten for å øke stabiliteten her er å øke stabiliteten til referansespenningskilden. For å gjøre dette kan du enten begrense området for normal drift (redusere inngangsspenningsområdet til kretsen, noe som vil føre til en mindre endring i strømmen gjennom zenerdioden), eller ta en integrert stabilisator i stedet for zenerdioden. I tillegg kan du huske på våre forenklinger, så dukker det opp flere måter: ta en op-amp med høyere forsterkning og lavere inngangsstrøm (dette vil også gjøre det mulig å ta delemotstander med en større verdi - effektiviteten vil øke) .

Ok, la oss gå tilbake til området med normal drift og beregningen av R 0 . For normal drift av kretsen må zenerdiodestrømmen ligge i området fra Ist min til Ist max. Minste zenerdiodestrøm vil være ved minimum inngangsspenning, det vil si:

U i min =I R *R 0 +U st, hvor I R =I st min +I in

Her er det likt - hvis zenerdiodestrømmen er mye større enn inngangsstrømmen til operasjonsforsterkeren, kan vi vurdere I R =I st min. Deretter vil formelen vår bli skrevet på formen U i min =I st min *R 0 +U st (4) og fra den kan vi uttrykke R 0:

R 0 =(U i min -U st)/I st min

Basert på det faktum at den maksimale strømmen gjennom zenerdioden vil flyte ved maksimal inngangsspenning, vil vi skrive en annen formel: U in max =I st max *R 0 +U st (5) og kombinere den med formel (4) vi finner det normale operasjonsområdet:

Vel, som jeg allerede sa, hvis det resulterende inngangsspenningsområdet er bredere enn du trenger, kan du begrense det, og stabiliteten til utgangsspenningen vil øke (ved å øke stabiliteten til referansespenningen).

Fordelene med PWM-regulatorer som bruker operasjonsforsterkere er at du kan bruke nesten hvilken som helst op-amp (i standard ordning inkluderinger, selvfølgelig).

Nivået på den effektive utgangsspenningen justeres ved å endre spenningsnivået ved den ikke-inverterende inngangen til op-ampen, noe som gjør at kretsen kan brukes som komponent ulike spennings- og strømregulatorer, samt kretser med jevn tenning og slokking av glødelamper.
Opplegg det er lett å gjenta, inneholder ikke sjeldne elementer, og hvis elementene er i god stand, begynner det å fungere umiddelbart, uten konfigurasjon. Effektfelteffekttransistoren velges i henhold til belastningsstrømmen, men for å redusere termisk effekttap er det tilrådelig å bruke transistorer designet for høy strøm, fordi de har minst motstand når de er åpne.
Radiatorareal for felteffekttransistor er helt bestemt av valget av type og belastningsstrøm. Hvis kretsen skal brukes til å regulere spenningen i ombordnettverk + 24V, for å forhindre sammenbrudd av porten til felteffekttransistoren, mellom kollektoren til transistoren VT1 og lukker VT2 du bør slå på en motstand med en motstand på 1 K, og motstanden R6 shunt med en hvilken som helst passende 15 V zenerdiode, de resterende elementene i kretsen endres ikke.

I alle tidligere diskuterte kretser brukes en effektfelteffekttransistor n- kanaltransistorer, som de vanligste og har de beste egenskapene.

Hvis det er nødvendig å regulere spenningen på en last, hvis en av terminalene er koblet til jord, brukes kretser der n- Kanalfelteffekttransistoren kobles som et dren til + av strømkilden, og lasten kobles på i kildekretsen.

For å sikre muligheten for å åpne felteffekttransistoren fullt ut, må styrekretsen inneholde en enhet for å øke spenningen i gatekontrollkretsene til 27 - 30 V, slik det gjøres i spesialiserte mikrokretser U 6 080B ... U6084B, L9610, L9611 , så mellom porten og kilden vil det være en spenning på minst 15 V. Hvis laststrømmen ikke overstiger 10A, kan du bruke strømfelt s - kanaltransistorer, hvis rekkevidde er mye smalere på grunn av teknologiske årsaker. Transistortypen i kretsen endres også VT1 , og justeringskarakteristikken R7 reverserer. Hvis i den første kretsen en økning i kontrollspenningen (den variable motstandsglideren beveger seg til "+" til strømkilden) forårsaker en reduksjon i utgangsspenningen ved belastningen, så i den andre kretsen er dette forholdet motsatt. Hvis en spesifikk krets krever en invers avhengighet av utgangsspenningen på inngangsspenningen fra den opprinnelige, må strukturen til transistorene i kretsene endres VT1, dvs. transistor VT1 i den første kretsen må du koble til som VT1 for den andre ordningen og omvendt.